RIAA PCP


Producto descatalogado. Próximamente se publicará la versión 2.

 Introducción.

Este diseño es, digamos, la evolución inesperada de la actual topología de los diseños de alta gama, que es amplificador + corrección pasiva + amplificador + corrección pasiva + buffer.

Lo he reunido en amplificador + corrección pasiva + amplificación corregida + buffer, sin que el buffer sea un módulo separado, está integrado dentro del diseño, y con unas características superiores a las topologías habituales.

Normalmente se recurre a una etapa previa de amplificación, en términos de distorsión, ancho de banda y precisión en la ganancia es importante, pero ya que diseñamos una etapa amplificadora partiendo de cero no tenemos porqué arrastrar las limitaciones de diseño de los op-amp monolíticos y de los amplificadores convencionales. Además de poder añadir funcionalidad y prestaciones extra

La idea básica parte de dividir y equilibrar las partes de la ganancia. La primera amplificación es crítica, ya que debe tener una cantidad de ruido ínfima. Pero también un buen ancho de banda, y gran velocidad. Esto es común a la segunda, aunque la cantidad de ruido de la segunda no es tan crucial. Es más importante su distorsión. Y así se ha hecho.

Ha sido muy curioso. Cuando se hace una escultura o se mecaniza una pieza se tiene la impresión de que la pieza ya estaba ahí, de que eres sólo un peón que elimina la parte sobrante. Con este diseño he tenido esa misma impresión.

Debo comentar que ha sido el diseño que más esfuerzo me ha exigido, el que más horas y días y meses me ha llevado pero ha sido muy satisfactorio porque ha servido para abrir nuevos caminos y para desarrollar topologías con unos resultados a nivel de audición que tienen poco que ver con lo que se espera del silicio.

El método de diseño fue muy exhaustivo. Gran parte del tiempo se invirtió en pruebas A/B con un interruptor conectando y desconectando la modificación, Sólo miraba la posición del interruptor cuando había logrado distinguir diferencias objetivas de "esto suena así y con el interruptor en la otra posición suena de esta otra manera", para no estar predispuesto a escuchar lo que creía que debía suceder


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 TOPOLOGÍA.

Consta de una etapa previa de amplificación, para generar una señal suficientemente inmune al ruido que producirá el resto de la amplificación y corrección.

Ésta primera etapa tiene como requisitos fundamentales que requiere gran ganancia, un ancho de banda más que suficiente, y gran velocidad para no causar distorsiones temporales a la señal. El requisito de la distorsión armónica no es critico, ya que va a manejar señales del orden de milivoltios. Es sumamente difícil superar el 0,01% de distorsión armónica.

La etapa tiene una topología bastante simple, pero muy efectiva. Los requisitos hacen que la opción más adecuada sea una etapa de realimentación en corriente, y la que empleamos tiene una topología semejante a la etapa SU-SI-Z mostrada en esta web.

Un transistor Jfet de ultra-bajo ruido (2SK170BL) hace de buffer de entrada. De esta manera evitamos los temibles ruidos de corriente que genera esta topología con transistores bipolares, recordemos que con cápsulas MM la altísima impedancia de entrada multiplica el ruido de corriente por la impedancia.

Con valores de ruido habituales de 5pA podríamos alcanzar 250nV/SQRT(Hz). En cambio, el ruido de voltaje que produce un Jfet es inversamente proporcional al cuadrado de la intensidad de colector/drenador. En este diseño, aunque ID muestra la típica dependencia de los parámetros tan variables de los Jfet, está en torno a 7mA, y el ruido térmico se mitiga con una tensión VDS menor de 10V.

En el esquema simplificado no se detalla, pero todos los transistores operan en modo cascodo, incluido el espejo de corriente. El espejo de corriente está implementado mediante un transistor dual específico para esa finalidad.

Esquema simplificado

De esta manera el ruido obtenido por el propio circuito a la entrada es menor de 1nV/SQRT(Hz), bastante por debajo del ruido térmico creado por la resistencia de 47kOhm.de la cápsula, por lo que permite el uso con cápsulas MC, a pesar de no estar optimizado para ello.

Esta etapa permite la selección de la ganancia mediante una conmutador DIP que selecciona una resistencia de la red de realimentación. La estabilidad de esta etapa está garantizada para cualquier ganancia, y el ancho de banda siempre es mayor de 300kHz.

De ahí pasamos a la primera corrección, la que genera el polo con RC=75µs. Se trata de un filtrado pasivo mediante una red RC, con un condensador de polipropileno 1%.


Posteriormente, la segunda etapa. En esta etapa, las características requeridas siguen siendo un gran ancho de banda, un gran slew-rate y gran ganancia. Pero ahora la baja distorsión es un aspecto sobresaliente en detrimento del ruido. Recordemos que la primera etapa amplifica lo suficiente como para dar un margen que maximiza la señal ante el resto de ruidos del sistema.

No obstante, no debemos descuidarlo, aunque tenemos un margen muy amplio podemos empeorar la cifra con una mala selecció

Esquema simplificado

La elección de los transistores de bajo ruido y una corriente de polarización idónea permiten que la figura de ruido inducida por esta etapa esté por debajo del total. Los transistores de la entrada son los 2SK389 y 2SJ109, transistores Jfet duales de muy bajo ruido y con unas buenas características de igualdad, y el resto, aprovechando la baja impedancia de los nodos internos (casocodos principalmente), bipolares de bajo ruido en formato SMD.

El requisito de baja distorsión se cumple por las siguientes característcas apreciables en el esquma simplificado: Supersimetría, modo cascodo en todos los transistores, fuentes de corriente Jfet de bajo ruido, degeneración de emisores que actúa como una realimentación local, a modo de lazo parcial. Esta etapa, en ausencia de carga es capaz de proporcionar cifras del orden de 0.0003% THD. con la ganancia habitual.

Tal es la influencia de la carga que fue necesario recurrir a un driver push-pull (simétrico) en clase A pura que alimentase a las dos etapas de salida. De esta manera la carga no afecta a la red de realimentación ni a la etapa en sí.

Una de las etapas está conectada al lazo de realimentación, la otra a la carga. Las dos etapas de salida son idénticas salvo que la que proporciona la salida de línea está limitada en corriente, para evitar que un cortocircuito cause daños serios.

La otra no, sólo se encarga de alimentar el delicado lazo de realimentación, así no habrá limitación en slew-rate por este motivo. La etapa de la salida de línea está conectada a un servo de continua (DC) para permitir una correcta compensación del offset que encontrarán las siguientes etapas. Con un operacional de precisión (OP07), éste offset tiene un valor aproximado de ±1mV

Las etapas son push-pull en configuración de Sciklay, con emisores degenerados para una compensación térmica automática, sin multiplicadores de VBE. Operan en clase A pura con 15mA de polarización. La etapa conectada a la carga está limitada en corriente. Su impedancia de salida en lazo abierto está en torno a 4 Ohm a cualquier frecuencia.

Una curiosa topología, en todo caso está completamente alejado de lo estándar.


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     Red de realimentación.

La red empleada es una red estándar, pero la resistencia de mayor valor será modificada por la T-pad (a continuación)

Los componentes del 1% están a la orden del día. Los condensadores son de poliestireno y polipropileno, los dos aislantes con menor absorción dieléctrica después del teflón y el papel, bastante difíciles de encontrar caros, voluminosos y en el caso del papel, las tolerancias son bastante más altas de lo permisible.

El uso de resistencias de más precisión que el 1% queda descartado por los condensadores principalmente: No existen condensadores comerciales con tolerancias más ajustadas y la deriva térmica de éstos está alrededor de 250ppm, mucho más que las resistencias usadas, 50ppm, y que hace que no merezca la pena utilizar resistencias de 0.1% y 15ppm/º a 2 € la unidad, o 0,01% y 2ppm/º a 12€ la unidad.


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     T-pad.

Con los transistores empleados en la segunda etapa, Jfet de muy bajo ruido, casi podríamos despreocuparnos de éste factor, pero en la obtención de un bajo nivel de ruido no es todo cuestión de elegir componentes caros y de ultra-bajo ruido.

Una resistencia de la red de realimentación que debería ser de 470kOhm, que proporciona ganancia a baja frecuencia es una fuente de ruido térmico y que además convertirá el ruido de corriente en ruido de voltaje, por lo que se decidión emplear una red divisora que a efectos de realimentación se comporta exactamente igual que una resistencia tan elevada pero sin tanto ruido.

Exige más corriente a la etapa de salida, pero es una característica de sobra permisible. Así, la única resistencia que debe se de precisión es R4, que es de 301 Ohm, las demás, de 10kOhm, pueden tener tolerancias del 1% y el error total no supera el 0,1% en el peor caso, aparte de una disminución de más de 26dB en el ruido que crean.


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     Doble etapa de salida.

Una red de realimentación tan delicada puede ser afectada fácilmente por la carga, por lo que es imprescindible usar una etapa de salida muy lineal y con baja impedancia en lazo abierto. La red de realimentación realiza una precisa corrección, por lo que debe estar protegida de estados espúreos.

La manera de evitar cualquier interacción entre la delicada red y la carga (línea) es utilizar dos etapas de salida, una de ellas conectada a la carga y otra incluida dentro de la red de realimentación.

Los efectos de ésta técnica son simplemente impresionantes. Numéricamente la distorsión no tiene porqué subir de manera escandalosa si se mantienen las mismas condiciones de carga y temperatura en ambas, en todo caso es una etapa muy lineal, operada en clase A con 15mA de corriente de polarización, lo que basta para dar 4.2Vrms de salida en clase A y 10Vp. En ningún caso debe pasar del 0,01%. con cargas mayores de 600 Ohm.

A nivel de sonido es como abrir la puerta de la sala donde tocan los músicos.

Curiosamente es en graves donde más se notan los efectos. En la banda grave es muy similar al sonido válvula, pero es diferente en general, ahora el detalle surge también en los graves, el timbre del sonido se vuelve cálido y se descubren nuevos detalles de fondo. Es más fácil reconocer y diferenciar los instrumentos.


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     Degeneración de las cargas activas.

Los motivos para degenerar una carga activa vienen explicados en el artículo "sonido y otros factores". El resultado numérico no está completamente relacionado con el resultado auditivo. Como se ha comentado en el apartado del espejo, una degeneración disminuye la ganancia total, pero la hace más lineal al no depender de Hoe, un parámetro de los transistores que depende de la intensidad de colector.

A si mismo, las distorsiones temporales que introduce un alto factor de realimentación se mitigan. Siempre hay un punto intermedio donde se halla el máximo beneficio entre el exceso y el defecto de esta realimentación, aquí se ha buscado y encontrado mediante pruebas exhaustivas tanto de mediciónes como de sonido.


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     Modo cascodo en la primera etapa.

Se ha hablado en numerosas ocasiones de la supuesta escasa utilidad del modo cascodo en la etapa diferencial de entrada. En este caso, su uso es casi imprescindible. El principal problema es la modulación de la capacidad de entrada de los transistores, por el voltaje de la etapa. Los valores de variación son pequeños, pero aún así la alta impedancia de la fuente hace que sea un tema muy serio, ya que será muy sensible a estas variaciones.

Una manera de eliminar el problema es utilizar una etapa inversora, donde no hay variación en el voltaje VCE de los transistores de entrada... pero tiene un inconveniente que descarta su uso. El ruido térmico creado suma 3dB, aparte de una mayor Z vista por los transistores, y que creará todavía más ruido al multiplicar el ruido de voltaje por el ruido de corriente.

La única solución viable es usar el modo cascodo en la primera etapa, que proporciona menos ruido termico a la entrada aunque no sea dominante (el consumo de potencia se divide entre los transistores de entrada y los cascodos), más slew-rate, más ancho de banda y una caracteristica que no habíamos mencionado todavía:

Es una etapa de gran ganancia, por lo que el efecto miller multiplicaría la capacidad parásita no lineal de entrada, y será aún peor. Mediante el modo cascodo se consigue que los efectos de esta distorsión sólo estén presentes de 150kHz en adelante, y mediante el uso de transistores bipolares el error de corriente DC causado está en torno al 0,05%.


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     Ganancia ajustable.

Son muchas las diferencias entre cápsulas, por eso se añade un conmutador DIP que permite seleccionar la ganancia, con un margen de 31dB, y varios escalones de ~4dB. La máxima ganancia es 64dB (1kHz), y la mímima son 36dB (1kHz). Se puede seleccionar la ganancia con cada uno de los interruptores, que se manejan con un bolígrafo o con un destornillador.

Pero ahora surge una duda para aquellos iniciados en la electrónica. ¿Esta selección de ganancia variará los parámetros de la realimentación? La respuesta es no.

Utilizando una topología de realimentación de corriente podemos sacar el máximo partido a esta funcionalidad. El ancho de banda en una etapa de realimentación en corriente no depende de la ganancia, sino de una resistencia, y esta resistencia es fija:

Es decir, estamos obteniendo las mismas prestaciones con diferentes ganancias... ya no hay que demonizar las cápsulas poco sensibles.

Ancho de banda independiente de la ganancia

A nivel de distorsión, las ventajas que ofrece esta topología y los voltajes tan pequeños que maneja esta parte hacen que estén a niveles muy bajos y también muy semejantes. Unas diferencias de 30dB de NFB habitualmente supondrían una distorsión 20dB mayor entre un extremo y otro, en este caso no llega a 3dB.


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     Fuentes / emisores degenerados.

Las fuentes/emisores de los transistores de ganancia se hallan levemente degenerados, menos de lo habitual en mis diseños por motivos de ruido y por motivos de ganancia. El valor elegido es un compromiso entre velocidad, ancho de banda, linealidad y ruido.


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     PCB

La PCB se ha construido mediante técnicas de alta frecuencia, como pistas curvas, minimización de la longitud de las pistas, diseño a una sóla cara y con tierras en estrella, para obtener bajo ruido y minimizar capacidades parásitas. La tierra de potencia está separada de la tierra de señal en todo momento. Se usan planos de tierra en todo el perímetro para apantallar la señal.

Las dimensiones son 10 x 8cm.


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     Protección de la salida.

Es de esperar que este preamplificador RIAA esté conectado a previos o etapas de gran nivel y por eso está contemplada la siguiente funcionalidad.

Los estados espúreos que tienen lugar al encenderse o al apagar pueden producir voltajes de salida de ±12V, necesario para garantizar una gran dinámica, pero que pueden dañar el siguiente eslabón de la cadena. Por ello, se incorpora una función de habilitación de la salida, output enable, mediante un relé sellado con una resistencia de contacto de unos pocos miliohmios. De hecho soporta 10A (no se ha elegido por el amperaje sino por la calidad del contacto). Se controla mediante un circuito externo, sin ningún contacto eléctrico entre el control y el pleamplificador RIAA, para evitar inducción de ruidos en la tierra, etc. Se activa 4 segundos después de encender el aparato y se dehabilita la salida inmediatamente después de apagarlo.

Es un relé de un circuito y doble posición, cuando la salida está inactiva conecta la salida a tierra a través de una resistencia de 47kOhm, por lo que impide las ocasionales oscilaciones producidas por algunos circuitos en ausencia de driver.


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     Componentes.

Los componentes son utilizados en su justa medida. Básicamente se puede explicar en los siguientes párrafos

En la primera etapa se usan Jfet de ultra-bajo ruido, 2SK170BL, para permitir niveles de ruido de sobra inferiores al límite del ruido térmico impuesto por las cápsulas.

En la segunda etapa se emplean dos transistores duales de muy bajo ruido, 2SK398 y 2SJ109, para permitir un offset de DC ímfimo, dada la lograda igualdad entre ambas partes del transistor. El offset resultante es de menor de 10mV, dentro de las especificaciones del fabricante. En la segunda etapa se corrige mediante el servo de DC.

Los demás transistores son BJT de bajo ruido, gran ganancia y bajas capacidades parásitas, todos SMD salvo los que deben disipar mayor potencia, y sobre todo, deben soportar las mayores variaciones de ésta: En esos casos se usan transistores de bajo ruido en cápsula TO-92 para evitar modulaciones térmicas en su funcionamiento. En las etapas de salida se ha empleado el mismo criterio, y concretamente los transistores que más potencia disipan usan un encapsulado TO-126 y permiten el uso de un radiador (innecesario por consumo pero conveniente por distorsión: un transistor frío es más lineal).

Las resistencias empleadas son resistencias de película metálica formato SMD en cápsula 1206, con tolerancia 1% y deriva térmica 50ppm. Se ha tenido en cuenta el consumo de potencia para evitar modulaciones térmicas de su valor.

Sobre los condensadores, los condensadores de compensación son cerámicos NP0 en formato SMD. Existe otro condensador NP0 en la entrada, para filtrar radiofrecuencia, a 150kHz. Los condensadores del lazo de realimentación son uno de polipropileno y otro de poliestireno, de 1% de tolerancia. Los electrolíticos empleados son todos de la serie ZL de Rubycon, de ultra baja impedancia. Dadas sus cifras están entre los mejores electrolíticos de aluminio, superando en ESR, ESL y ripple current a otros más afamados. Para los servos de DC, un condensador electrolítico no polarizado, NITAI NPR series, bypaseado con un cerámico X7R de 100nF, que hace que el comportamiento sea el esperado a altas frecuencias.


 Características técnicas.

    • THD <0,05%
    • SNR >80dB (limitado por la medición)
    • Figura de ruido: <0,05dB (Z cápsula=47kOhm, 1kHz)
    • Voltaje equivalente de ruido: >1nV/SQRT(Hz)
    • Ancho de banda: limitado por la curva RIAA. Etapas sin corrección con ganancia: >300kHz.
    • Filtro radiofrecuencia: 150kHz.
    • Impedancia de entrada: 47kOhm
    • Impedancia de salida: 4.5 Ohm, (independiente de la frecuencia)
    • Ganancia en lazo abierto ~100dB
    • Ganancia en lazo cerrado: Ajustable desde +36 hasta +64dB.
    • Frecuencia de compensación de la segunda etapa: 24kHz (TIM FREE)
    • Máxima desviación sobre la curva RIAA: 0,18 dB @ 500 Hz. 0,1dB de precisión entre 20 y 30ºC (1%)

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 Comentarios sobre el sonido.

En plena era digital, quién use discos de vinilo no puede permitirse cualquier preamplificador, ya que el CD en sí mismo y los nuevos formatos pueden alcanzar una gran calidad, pero salvo honrosas excepciones, generalmente DACs a válvulas, no es sencillo obtener con un soporte digital una naturalidad comparable al vinilo.

Como se ha comentado al principio, el sonido de éste aparato no tiene que ver con lo que se espera del silicio. Esos resultados (sonido transistor) se obtenían cuando sólo exisistia una etapa de salida, conectada al lazo de realimentación. Está lejos de lo que proporcionan los op-amp.

¿sonido válvula? No, tampoco, es más neutro y dinámico.

Como en muchos diseños con bajo factor de realimentación, la principal virtud sobre los demás diseños basados en op-amp (monolíticos o discretos) principalmente está en el grave medio, lo que confiere una tonalidad cálida al sonido.

Esto no quiere decir que el resto de la banda desmerezca en absoluto. Pero ahí reside la virtud, en corregir el punto siempre en contra del estádo sólido y que falla de manera obvia ante las válvulas, ahora se obtiene lo mejor de ambas disciplinas de diseño.

Con un giradiscos y una cápsula modesta es muy fácil superar a reproductores de CD de gama media(<500€).

Con una fuente mejor símplemente es cuestión de cercionarse uno mismo cómo de lejos se puede llegar con el vinilo, en dinámica, corrección tonal, calidez y análisis.


  • Kit ensamblado completo:
    • Trafo + Fuente de alimentación regulada bajo ruido.
    • Módulo de speaker enable.
    • 2 etapas RIAA PCP.

 

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