AMPLIFICADOR

  Ultra

Producto en revisión. Próximamente se publicará la versión 2.


 INTRODUCCIÓN

Tras muchos años de gran dedicación al estudio, experimentación y desarrollo de etapas amplificadoras llega el que es y será durante bastante tiempo el buque insignia de mis diseños, el Ultra.

El objetivo de diseño es obtener una altísima calidad de sonido, y se trata de conseguir mediante la perfección eléctrica, lo que el reporta excelente cifras aunque no sean el objetivo. Esta diseñado para superar a amplificadores comerciales de grandes prestaciones.

 

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 TOPOLOGÍA

Se basa en una topología pura de realimentación en corriente, sumamente evolucionada, unido a etapas sobrepolarizadas.

No existe un lazo de realimentación negativa global. En cambio, existen dos lazos parciales que engloban a dos bloques de ganancia en voltaje, por lo que se obtienen cifras mejores que en los habituales CFB pero con las distorsiones temporales que produciría una sóla etapa de ganancia, y su consecuencia es un altísimo respeto por la microinformación.

Por supuesto, todo el amplificador, desde el buffer de entrada hasta la etapa de salida es perfectamente simétrico, lo que le confiere cifras de distorsión muy bajas, y todavía más bajas de la habitual ya que la contribución a la distorsión de la etapa de salida es ínfima, 50 veces menor de lo habitual. Esto se debe a una topología que permite que los dos transistores de potencia operen en clase A, pero con un consumo de potencia notablemente menor.


La realimentación en corriente permite una rápida carga de los condensadores parásitos, especialmente el de compensación, responsable de la limitación en slew-rate. De ahí se deriva un mayor ancho de banda.

El ancho de banda no depende de la ganancia, es el mismo para cualquier ganancia, lo que permite mantener una buena cifra de realimentación en las frecuencias más agudas, un grave fallo de los amplificadores convencionales que hace que la distorsión crezca siempre a partir de 1kHz.

GANANCIA vs ANCHO DE BANDA AMPLIFICADOR CONVENCIONAL (VFB)

Arriba a la derecha se puede observar cómo es el ancho de banda para un mismo amplificador VFB, las altas ganancias requeridas reducen el ancho de banda, y con él, el factor de realimentación y el slew-rate.

En los amplificadores CFB este ancho de banda es fijo para cualquier ganancia, por lo que mantienen alto el factor de realimentación a alta frecuencia y permiten una gran velocidad.


GANANCIA vs ANCHO DE BANDA AMPLIFICADOR CFB

Las altas corrientes empleadas para polarizar las etapas también permiten la carga rápida de condensadores parásitos, con una consecuencia mejor a nivel de sonido que a nivel de cifras (ya que los test habituales no son capaces de medir esta distorsión): las distorsiones causadas por la variación que produce la temperatura en el punto de operación de los transistores. Todos los transistores cuya operación es crítica tienen prácticamente fijo su consumo de potencia, además de que existen numerosos subcircuitos de compensación térmica, recurriendo incluso a transistores duales (dos transistores en el mismo encapsuado y en el mismo sustrato de silicio).

Las topologías simetricas producen la cancelación de las distorsiones armónicas de orden par.

A la derecha se muestra el proceso. Las dos partes simétricas inevitablemente crean una onda con distorsión asimétrica (en topologías no simétricas también se crea pero no se corrige), pero éstas se cancelan con la creada por la parte opuesta. Es un mecanismo que no crea ningún otro tipo de distorsión, ni temporal ni térmica, todo se reduce a una suma eléctrica.


CANCELACIÓN DE LA DISTORSIÓN ASIMÉTRICA

3 en 1.

En realidad el Ultra consta de tres amplificadores autónomos esencialmente adaptados a su función. De ahí se derivan los bloques básicos que están correctamente concatenados y englobados en la red de realimentación basada en lazos parciales.


No se ha limitado en ningún punto la topología. Sus 43 transistores y 79 resistencias así lo demuestran, frente a los 13 transistores que requeriría una versión simplificada o los 17 que poseen los amplificadores convencionales.

Aunque pueda parecer complejo, la mayoría de los transistores están para corregir los parámetros de los transistores cuya operación es crítica: para compensaciones térmicas especialmente, para disminuir impedancias de salida mediante el uso de dispositivos en paralelo, y el uso de modo cascodo para corregir el efecto Early, modulaciones en la capacidad base-colector de los transistores y modulaciones térmicas que varían su punto de operación.

El último bloque es la etapa de salida, se trata de una etapa que produce ganancia en corriente con ganancia en voltaje unidad, y para ser precisos su estructura responde a la de dos amplificadores CFB operando en modo push-pull con ganancia unidad, pero conceptualmente representa un sólo bloque.

 


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 BUFFER DE ENTRADA

En la gran mayoría de los diseños de realimentación en corriente, el buffer de entrada no tiene ganancia y no tiene realimentación, lo que impide tener cifras de distorsión suficiéntemente bajas por sus propios medios. Tampoco la impedancia de salida, responsable de la ganancia del amplificador es demasiado buena.

Éste buffer de entrada en sí mismo es un amplificador de realimentación en corriente de baja distorsión, gran velocidad y gran ancho de banda. Operando de manera autónoma reune las condiciones que eléctricamente permitirán obtener cifras teóricas de distorsión del 0,0005% frente al 0,01% de los buffer no realimentados con la carga a la que está conectado.


ESQUEMA SIMPLIFICADO

En el esquema de la derecha se puede observar cómo hay un pequeño Ultra dentro del propio Ultra, y esto se cumple hasta el punto de que a excepción del propio buffer, el resto de la topología es idéntica tanto en la parte de potencia como en éste buffer. A excepción de los transistores, que en una parte son precisos SMDs de señal y en la otra son transistores de potencia.

En el primer lazo que crea el buffer, la adición de ganancia en voltaje (+12dB) libera al amplificador de potencia de parte de ésta tarea, y podrá invertir esa porción de ganancia en reducir la distorsión.

Éste buffer emplea a su vez otro buffer que opera completamente en modo cascodo, tiene gran estabilidad térmica, emplea una gran corriente (8mA, 1 es lo habitual) para polarizar sus etapas,

También emplea un espejo de corriente cascodo cuya referencia de tensión se hace mediante diodos polarizados en modo directo para evitar los habituales ruidos de los Zener producidos por una avalancha controlada de electrones; bypass con electrolítico ultra-low ESR y ESL para permitir un efectivo filtrado de los ruidos de alta frecuencia. Éste espejo se construye con un transistor dual para un aparejamiento pefecto de las características

El empleo del modo cascodo en todo el buffer (en realidad, en todo el amplificador) permite que la capacidad de entrada sea constante y no se induzca distorsión en la fuente de sonido por cargar con capacidades variables. También el modo cascodo impide la distorsión creada por el efecto Early, lo que evita distorsiones asociadas a señales grandes.

La etapa de salida se basa en una estructura que corrige su propia distorsión de cruce, aunque por supuesto opera en pura clase A. Se comentará con más detalle ya que es la misma que se emplea en la etapa de salida de potencia.

La corriente de polarización de la etapa de salida del buffer es crítica ya que es la que polariza el resto del amplificador. Por ello se ha invertido gran esfuerzo en hacerla térmicamente muy estable. Los requisitos del diseño llevaron a emplear una técnica de compensación semejante a la de los amplificadores de potencia, el multiplicador de VBE, y con valores ajustados teórica y experimentalmente para un coeficiénte térmico casi nulo.

Existe además un lazo de realimentación parcial del buffer en sí mismo que permite una mayor velocidad y menos distorsiones temporales, a la par que acústicamente (porque la obtención de la excelencia eléctrica no puede hacer olvidar el objetivo de diseño) el resultado permite una tonalidad más correcta.

Éste pequeño buffer de entrada ya supera con creces a las topologías de los op-amp CFB de altas prestaciones y a los amplificadores CFB de potencia.


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ETAPA DE GANANCIA EN VOLTAJE

En esta etapa se han tenido en cuenta todas las distorsiones posibles. A la muy conocida distorsión producida por el efecto Early se le añaden dos más, habitualmente no contempladas. Una producida por la carga y la otra por la capacidad parásita CBC de los transistores.


ESPEJO DE WILSON

El efecto Early produce distorsión en señales grandes, causado porque los grandes voltajes crean un campo eléctrico que aumenta la inyección de portadores en la base, y a su vez en el colector.

Por eso los parámetros del transistor dejan de ser ideales. En la gráfica de la derecha vemos cómo para voltajes y corrientes altas, la intensidad de colector no es independiente de VCE, sino que crece con él.


DEPENDENCIA ENTRE Ic Y Vce

Esa dependencia que tiene la señal de su punto de operación es la causa de IMD y distorsión armónica más frecuente en etapas de ganancia en voltaje, y eliminando éste fenómeno podremos eliminar sus consecuencias.

La siguiente causa de distorsión es la que se produce por la capacidad no lineal CBC de los transistores, que en los diseños convencionales, incluso en muchos diseños avanzados no se contempla. Cuando un diodo está en corte en un lado de la unión PN hay un exceso de electrones y en el otro un defecto, lo que produce un desequilibrio en la carga y por tanto en el voltaje. Ese equilibrio eléctrico debe reestablecerse y los electrones pasan de la zona de exceso a la zona de déficit, y entre los dos tipos de silicio se crea una capa vacía de portadores.

Esta estructura es muy conocida: Conductor-aislante-conductor: tenemos un condensador.

Pero dependiendo de las condiciones externas, como en el fondo los portadores son libres de moverse, se puede variar la anchura de esa capa, y por lo tanto variará la capacidad. Éste fenómeno se conoce como modulación de la capacidad y se usa en circuitos donde se requiere una capacidad variable respecto del voltaje, lo que forma el diodo varicap (variable capacitor).


CAPACIDAD NO LINEAL DE ENTRADA, VARÍA FRENTE AL VOLTAJE

Y tras la teoría, la práctica. Ésta capacidad está en un punto que sufre constantes variaciones de voltaje, por lo tanto el condensador se está cargando y descargando continuamente, y más grave aún, está variando su capacidad. Esto hace que las demandas de corriente para cargar ese condensador sean variables (la corriente no sería un senoide puro), y como toda fuente tiene una cierta resistencia de salida, ésta demanda variable causará distorsión. Sus efectos son muy bajos para resistencias de fuente bajas, por ejemplo una etapa de salida, pero no para un colector y menos para el punto del amplificador donde se convierte corriente en tensión, es un punto donde la señal ve una altísima impedancia (varios MOhm) y cualquier capacidad parásita degenerará la conversión intensidad-voltaje (etapa de transimpedancia propiamente dicha)

Es un espejo híbrido entre las técnicas de Wilson y de Widlar. ¿Por qué? Tanto en el espejo estándar (impracticable), como en el de Wilson, como en el cascodo, un parámetro parásito se suma a otro de tremenda importancia: la capacidad parásita CBC se suma a la capacidad de compensación Cc, condensador cerámico NP0 en formato SMD. CBC es una capacidad no lineal, depende de la tensión VCB y aparte de que podría causar distorsión armónica a alta frecuencia puede causar intermodulación, ya que el valor de la capacidad, incluso el ritmo de variación frente a V depende de manera muy directa del voltaje de la etapa, es decir, del punto de operación.

El espejo de Wilson produce una mayor igualdad entre las corrientes, ya que corrige los errores producidos por la corriente de base. También su impedancia de salida es mayor, concretamente se multiplica por la beta del transistor que opera como cascodo. Así, al degenerar posteriormente la carga con resistencias constantes evitaremos mejor los efectos de las resistencias parásitas no lineales de salida. La adición de ganancia en corriente hereda la característica principal del espejo de Widlar.

 


Los transistores del espejo son dos transistores duales, para una perfecta compensación térmica y una completa igualdad de sus características. A pesar de que un espejo integrado en el mismo sustrato de silicio no requiere ningún tipo de ayuda externa para producir cifras de distorsión de entre -70 y -80 dB sin realimentación, especialmente si se emplea el modo cascodo (característica derivada del espejo de Wilson), una ayuda hará que se equilibre mejor con la parte complementaria, de ahí las resistencias en los emisores.

Es en éste punto donde se introduce una ganancia en corriente, de +6dB, un extra sobre la ganancia total.

El transistor que opera como cascodo se ha elegido a conciencia por su capacidad para soportar grandes voltajes, la potencia requerida y tener una buena ganancia en corriente, pero muy especialmente: Una capacidad colector-base muy baja. En ese punto se genera la compensación en frecuencia del amplificador y las variaciones en éste valor son críticas, pero podemos reducir su valor y hacer que el valor dominante sea una capacidad constante.

Pero aún así... ¿cómo de constante será la capacidad final? Entre su operación normal y la operación a 50 W existen diferencias de 0,6pF sobre 1.8pF, un 33% de variación en el valor, lo que coloca una hipotética cifra de distorsión en -9dB; al emplear un gran condensador en paralelo ésta misma variación se reduce a un 1,251%, unos hipotéticos -38dB. La operación por debajo de 10W (lo más habitual aunque se crea lo contrario) supone variaciones de entre el 0.5 y el 0,7%, -60dB.


LINEALIZACIÓN DE LA CAPACIDAD

Como además esta etapa, por diseño, no puede hacer que a éste transistor tenga capacidades mayores de 4 pF se evita que pueda crecer CBC por encima del valor del condensador de compensación. Un 7.5% de variación en condiciones extremas.

Entre esta etapa y la de salida es donde se produce la conversión I-V. La carga está degenerada con resistencias de 1 MOhm, una técnica habitual en mis diseños con grandes beneficios más a nivel sonoro que a nivel de mediciones. En éste punto la impedancia vista por la señal está compuesta por la impedancia de salida de la etapa de ganancia en voltaje, en paralelo con la impedancia de entrada de la etapa de salida.


DEGENERACIÓN DE LA CARGA

La resistencia que ofece la EGV es más o menos constante, y la componente capacitiva es casi nula (CCE~CBC||CBE < 1pF) Pero la componente capacitiva a la entrada de de la etapa de salida no es nula ni mucho menos, es la capacidad CBE de los transistores en paralelo (se suman) con la capacidad CBC de éstos mismos transistores. Ambas son variables.


DEGENERACIÓN NO LINEALDE LA CARGA

La etapa de salida es un sistema realimentado, podemos asumir una cierta linealización en CBE, pero no en CBC; es por ésto que se ha elegido un transistor driver con la capacidad CBC lo más baja posible...


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CONSECUENCIAS DE SOBREPOLARIZAR

Una de las consecuencias de emplear etapas sobrepolarizadas es que disipan más potencia, pero otra y más importante es que aumenta la velocidad y la linealidad

La consecuencia térmica no es una consecuencia trivial porque esa potencia se convierte en calor. De ahí la posibilidad de derivas térmicas en las etapas, y en algunos casos se llegaría a sobrepasar el límite de disipación de los transistores. Por ello esta etapa requiere disipadores en los transistores no sólo de la etapa de salida, sino también en la de ganancia en voltaje.

La otra consecuencia de sobrepolarizar, y motivo por el que se ha decidido emplear ésta técnica es que una de las distorsiones temporales (limitación en slew-rate) se reduce. La limitación se genera cuando se produce una brusca variación de tensión, y la música está llena de ellas. Los condensadores almacenan energía en forma de campo eléctrico, y se cargan y descargan absorviendo o aportando corriente. El problema viene cuando la absorven porque en una etapa de realimentación en voltaje, la corriente del circuito la marca una fuente constante. En una etapa de realimentación en corriente idealmente no existe ésta limitación porque esa corriente no está limitada en ningún punto. En un caso real si existen limitaciones, causadas por resistencias parásitas, saturación de nodos, etc,... pero se puede estimar que la corriente proporcionada puede ser unas 10 veces mayor sin incurrir en sobrecargas.

Si además la corriente de polarización es 3 veces mayor, hemos multiplicado la velocidad por tres.

Como se ha comentado antes, también un mayor punto térmico disminuye las distorsiones causadas por la variación que produce la temperatura en el punto de operación de los transistores. En todos los transistores de ganancia en tensión, o que actúen de buffer, es decir, aquellos cuya operación es crítica poseen un consumo de potencia prácticamente fijo.


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ETAPA DE SALIDA

La etapa de salida es uno de los puntos fuertes de este amplificador. Emplea dos complementarios en una configuración que corrige ella misma su propia distorsión. El tan guardado secreto de Halcro, Classé, Burr-brown que les permite obtener cifras de distorsión de entre -100 y -120dB se usa aqui.

Para polarizarla, empleamos una red mutiplicadora de VBE modificada, adaptada a las peculiaridades térmicas de la etapa empleada, bypaseada con un electrolítico de ultrabaja ESR y ESL. Y sobre todo, las características de esta etapa implican que debe funcionar igual aunque varíen las condiciones externas de temperatura, etc. Por eso está polarizada con una fuente constante de corriente. Habitualmente esto es impensable.

Transistores de salida

En un principio se tomó la determinación de emplear transistores IGBT en la salida, pero los resultados frente a los MOSFET me confirmaron que a nivel de escucha subjetiva y de distorsión armónica, se obtenian mejores resultados con los MOSFET, entre ellos el de más velocidad. Así que tras 5 prototipos con IGBTs se adaptó la etapa de salida para trabajar con MOSFET.

En las versiones de 25+25 y 50+50W se emplea un par de transistores de salida, mientras que en la de 90+90W se emplean dos pares. Esto hace que se pueda llegar a proporcionar una potencia máxima de 250W por etapa frente a los 150W anteriores sin ningún riesgo. En el caso de la etapa de 90+90W, los resultados a nivel eléctrico de usar dos parejas de transistores MOSFET ha sido finalmente superior al del IGBT. La transconductancia es de 20 Siemmen, la máxima corriente entregada o demandada es de 25 Amperios.


Operación en clase quasi-A

Pero no se basa en eso la tremenda superioridad técnica. En las actuales topologías, la distorsión de la etapa de salida es la cifra dominante en la distorsión armónica total. Y realmente para obtener cifras escandalósamente bajas hay dos métodos: aumentar el factor de realimentación, con el serio detrimento de la calidad de sonido, ya que la realimentación induce distorsiones temporales que no se reflejan en THD, o corregir esa distorsión por los propios medios de la etapa.

Y así se ha hecho, se usa una etapa de salida que corrige su propia distorsión. Eso permite obtener las cifras de los amplificadores clase A, en una clase AB polarizada con 150mA. El método utilizado por Burr-Brown, Analog Devices, Halcro, etc... para obtener cifras de distorsión extremadamente bajas se emplea aqui.

El método se basa en mantener una de las partes en clase A, con lo que se eliminan la distorsión de cruce, y evitando un estado de corte profundo: así se eliminan los tiempos de almacenamiento, de corte a conducción y viceversa. Tenemos una etapa de salida más rápida y con menos distorsión a alta frecuencia. También tenemos una etapa más lineal de lo que permite la clase AB, especialmente con FETs, y más eficiente que una clase A.

La eficacia del método de es tal que permite pasar del 0,5% restringido por el uso de FETs e IGBTs y llegar a un 0,01% a plena potencia (sólo la etapa de salida en lazo abierto), y eficiencias mayores del 65% real, como la clase AB, mayor que el 40-45% de eficiencia de la clase A push-pull.

Ya fuera de la etapa, una red Zobel calculada a 150KHz evita una hipotética inestabilidad causada por una carga reactiva (altavoz) a través de una capacitiva (cable).


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LAZO DE REALIMENTACIÓN

La realimentación consiste en la aplicación de un lazo parcial entre dos etapas, y en que no existe lazo de realimentación negativa global.

De esta manera se evitan las distorsiones asociadas a la realimentación. A nivel eléctrico es como tener una única etapa de ganancia en voltaje.

En el lazo de más potencia se usa unaresistencia de metal de 2W, por dos motivos.

En los amplificadores de realimentación en corriente, el ancho de banda lo marca esa resistencia y el condensador de compensación, no la ganancia. Por lo cual, disminuyendo el valor de esa resistencia aumentaremos el ancho de banda. Tampoco hay que excederse porque podemos caer en la inestabilidad.

El diseño... ya no tiene sentido que sea TIM free, este tipo de distorsión es entre 10 y 50 veces menor en este tipo de amplificadores (SID), pero si la intermodulación temporal causada por desfases, como en todo sistema realimentado (hard TIM). Por esto, está compensado fuera del rango audible.

El primer motivo para usar una resistencia de 2W de metal es que al ser de más bajo valor que lo habitual, consumirá más potencia que las demás resistencias SMD, y la otra motivación es evitar modulaciones térmicas en su valor. No hemos cuidado todos los aspectos de distorsión para llegar ahora y tener distorsión en una resistencia.

El servo de DC es obligado, ya que si no el offset de DC superaría los 100mV. Dadas las características de esta etapa, el condensador electrolítico necesario no esta en serie con la señal, está acoplado al lazo de realimentación a través de una resistencia de 10 kOhm.

La configuración de las tierras es en estrella, ésta y las demás se conectan únicamente en un único punto en la fuente de alimentación.

Su operación habitual es en modo single ended, pero se puede emplear en modo XLR

 


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 PCB.

La PCB está realizada en fibra de vidrio a una sóla cara para evitar problemas de capacidades parásitas,etc.

Las técnicas empleadas en su desarrollo responden a las necesidades de esta etapa: tierras de bajo ruido, componentes SMD, ausencia de ángulos para evitar reflexión de ondas, concentración de carga en las puntas, comportamiento como línea de transmisión eléctrica. Se emplea una configuración de tierras en estrella, y una única tierra para la señal, porque es tan importante la señal como la tierra a la que está referida.

Se ha minimizado al máximo la longitud de las pistas. Las pistas de potencia están estañadas con estaño-plata.

Está preparado para conectores RCA, pero se puede utilizar en modo balanceado (XLR).

La PCB ocupa 10x8 cm, un tamaño extremadamente reducido para una etapa que cuenta con el doble de componentes que una convencional, aparte de llevar incluidos los circuitos de protección, habilitación de la salida, sensado de corriente y regulación del offset de DC en la propia PCB.


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 Fuente de alimentación.

La etapa Ultra se alimenta con tres tensiones simétricas diferentes, dos de ellas reguladas y otra de potencia. La fuente está sobredimensionada para proporcionar más de la potencia necesaria. Nos centraremos en la versión de 90+90W.

Consta de un transformador toroidal de 750 VA, lo que proporciona el 150% del consumo cuando se alimentan cargas de 4 Ohm a plena potencia, y el 350% del consumo con cargas de 8 Ohm. Esto permite una cierta garantía de que no va a ser insuficiente y se van a poder atender las demandas de corriente de pantallas exigentes. Sólo el transformador pesa 5.8kg. Por si ésto fuese insuficiente, los condensadores no se interpretan sólo como un elemento de filtrado sino como un almacén (efectivo) de energía.

A partir de ahí, se emplea un puente de 25 Amperios convertidos a operación soft recovery mediante condensadores cerámicos de 500V ensamblados diréctamente en el puente. Se descarta el uso de diodos ultrafast o Schottky ya que a baja frecuencia su única ventaja es la reducción del pico de recuperación en inversa, y ese aspecto está tratado mediante la conversión a soft recovery.

Posteriormente, 4 bancos de condensadores forman un total de 150.000uF, apoyados por un filtrado LC en cada banco. Este filtrado unido a la inclusión de condensadores de film plástico y cerámicos junto a los electrolíticos aseguran un correcto filtrado de la alta frecuencia. Ésta alimentación de potencia únicamente llega a los transistores de salida.

Respecto a las tensiones reguladas, el alto nivel de rechazo al ruido de esta etapa hace que no tenga mucho sentido una gran regulación, ya que el PSRR es tremendamente alto.

Aún así, se emplea una regulación realimentada, con un sobrado filtrado RC, que reducen muy notablemente el contenido en armónicos de la alimentación, especialmente en el caso del doblador de onda empleado para la alimentación de los espejos de corriente. Esta fuente proporciona la alimentación para el buffer de entrada y para la etapa de ganancia en voltaje.

El resultado, el rizado y el ruido en las alimentaciones reguladas es menor de lo que habitualmente se obtendría con los LM317 y los reguladores de la serie 78xx. A nivel de números, mi instrumentación no permite medirlo, en el osciloscopio sólo se ve una línea sin ninguna traza de ruido, incluso a muy alta frecuencia. Se estima menor de 0.1mV.

 


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 Circuitos de protección.

Se emplea un circuito de control avanzado que posee las siguientes características: Posee un soft start , ya que la gran capacidad de filtrado y la alta potencia de transformador harían saltar el limitador de corriente de su red eléctrica.

Se emplea también un enable para los altavoces mediante un relé, únicamente conecta la salida de los altavoces cuando todo está operando correctamente, para proteger los altavoces de los pops al encender y apagar. En la versión final no hace absolutamente ningún ruido, es la única etapa que he construido en la que no hay nada de ruido. Un ejemplo de su estabilidad. Cuando se apaga con señal a la entrada, la salida va entrando progresivamente en recorte, a medida que disminuye la tensión de alimentación, y esa onda recortada puede resultar molesta.

Un sensor pasivo capta el momento en el que la corriente de salida supera 6 amperios y envía una señal al circuito de control, optoacoplada para no inducir ruidos. Dependiendo de la duración de ésta señal, el circuito de control discrimina en función de la duración y reiteración si es un pico de corriente habitual en la carga de un altavoz o si es un verdadero cortocircuito, en cuyo caso desconecta la salida durante unos segundos. Si al cabo de ese tiempo se vuelve a detectar un cortocircuito, se inicia el bucle de nuevo.

Se ha evitado la limitación habitual de corriente porque es intrusiva con el sonido, y un aspecto secundario (pero fundamental) no puede ir en detrimento del objetivo primario. Aparte de que con los requistios esperados de esta etapa, una limitación de 10-15 Amperios no es suficiente.

También existe un sensor para detectar el fallo de algún fusible. Si ésto es así, se desconecta la salida de los altavoces y se encenderá un LED en el fusible correspondiente.

Por último, los apagones breves son sumamente perniciosos ya que inducen picos muy severos en las líneas. Para evitar estos ruidos derivados, cada vez que se detecta un fallo en la alimentación de 220V se activa la protección de los altavoces, bien sea por un breve apagón, porque se desconecta el amplificador o porque se funde el fusible principal. También se reactiva el soft start para proteger a la etapa de estos picos.

El mecanismo de desconexión de los altavoces es redisparable, es decir, que si a mitad del ciclo de rearmado sucede un evento espúreo, el ciclo se vuelve a iniciar desde cero.

La entrada incluye una leve protección ESD con diodos Schottky.


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 Componentes.

Los componentes usados se resumen en:

Resistencias de película metálica SMD 1206, tolerancia 1%, 50ppm/ºC, exceptuando las que su consumo de potencia o una posible modulación térmica lo impide, que son las de la etapa de salida y una de la red de realimentación. Éstas son de 0,25W de film metálico con las mismas características que las SMD: 1% y 50ppm. La otra resistencia de realimentación, y la de la red Zobel son de film metálico de 2W, no inductivas. Las resistencias de emisor de los mosfet de salida son finalmente resistencias bobinadas estándar, ya que el efecto de realimentación local que produce su comportamiento inductivo contribuye a una mayor estabilidad

Un objetivo de diseño en cuanto a las resistencias se ha cumplido. En el camino de la señal, ésta no atraviesa ninguna resistencia de más de 220 Ohm a excepción de la resistencia de realimentación, de 2.2kOhm, siendo el valor medio de 64 Ohmios, desde luego muy diferente a los VFB, donde el valor de éstas cargas es de 2000-5000 Ohm.

Quienes conozcan la filosofía de diseño de Sakuma conocerán los beneficios de ésta técnica. Todo apunta a que es mejor, excepto en el aspecto de ganancia y distorsión armónica lineal, la menos intrusiva (por eso sus amplificadores suenan muy bien a pesar de tener un 2% THD). La contribución al ruido es ínfima, se permite cargar con las capacidades parásitas de una forma más efectiva (más ancho de banda y velocidad), y permite el uso de mayores corrientes de polarización. En los casos que se desaconseja su uso, porque intervienen diréctamente en la ganancia y distorsión, se emplean fuentes de corriente en vez de resistencias.

 

Condensadores. Todos los electrolíticos de las etapas son de ultrabaja impedancia, debemos tener presente que es un diseño de gran ancho de banda y velocidad, y debemos asegurar su correcto funcionamiento también a alta frecuencia. Exceptuando el del servo DC que es un electrolítico bipolar Nitai NPR. No hay condensadores en serie con la señal, ni en el lazo de realimentación. Varios condensadores de alimentación reciben la ayuda de cerámicos Y5V de gran capacidad para poder proporcionar un correcto desacoplo a alta frecuencia. Sin ellos, en los prototipos, la inductancia de las pistas producía oscilaciones de bajo nivel (10mV) a 5 MHz.

 

Transistores: Casi todos los transistores son BJT de bajo ruido en formato SMD, excepto los que su consumo de potencia lo impide, que vienen en cápsula TO126 aislada, son transistores de baja capacidad parásita y beta constante de Toshiba. En los transistores que consumen poca potencia pero se requiere compensaicón térmica se emplea el TO-92, BJTs de bajo ruido. Las fuentes de corriente toda la etapa están implementadas con Jfet de bajo ruido en formato SMD.

 

Los potenciómetros de ajuste son de un material llamado cermet, una mezcla entre cerámica y metal, que es muy estable frente a factores externos: temperatura, humedad y tiempo. Posee una tolerancia nominal del 10% frente al 25% de los de carbón, no absorve humedad ni se degrada con ella, ni se degrada con el tiempo. Se fabrican en cápsuals selladas, lo que asegura una gran resistencia frente a la humedad.


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 Optimización

El primer paso para optimizarlo es que el resto del equipo debe estar a la altura, no debería mezclarse con componentes Pionner, Yamaha, Technics, etc,... pero hay un punto que habitualmente no se le concede importancia siendo que es crítico en el sonido, y es el control de volumen.

Como defecto hereditario de la topología, el ruido de corriente es alto, por eso es muy recomendable que sea cargado desde una fuente de baja impedancia, lo que excluye a los potenciómetros, ya sean estándar o escalonados, independientemente de su calidad.

Por otra parte, la degradación en la dinámica y ancho de banda que produce cargar con una cable capacitivo a través de uno de estos dispositivos de alta impedancia (insisto: por muy buenos que sean) impedirá aprovechar las características óptimas de dinámica y slew-rate que posee el Ultra. Se recomienda encarecidamente en todo caso enviar la señal al amplificador a través de una etapa de baja impedancia de salida, sea una etapa inversora, una etapa clase A, o el uso de un driver de línea.

Añadir un buffer rápido de ganancia unidad tras el potenciómetro es la opción más recomendable si se posee uno bueno. La etapa Ultra posee una alimentación simétrica de 12V regulada, por lo que es posible aprovechar esta característica para alimentar el previo.


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 Características técnicas.

Por el momento sólo están disponibles las siguientes características técnicas:

THD: <0.0015%

Ancho de banda: > 500 kHz.


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 Comentarios sobre el sonido.

La etapa Ultra comete constantemente el pecado de la soberbia.

En sus graves, el control del movimiento es sumamente preciso, las percusiones son explosivas.

En los agudos, la limpieza impera. En el momento en el que la orquesta muestra todo su esplendor los platillos del Príncipe Igor no se ven alterados por el resto de instrumentos... es una de las cosas que siempre he deseado.

En contra de lo que son los habituales CFB con salida FET, la tonalidad no es fría como cabe esperar, es muy correcta, en el punto que marcan las grabaciones actuales. Un sólo violín puede llenar de sonido la sala sin que se requiera un preamplificador de válvulas.

Las audiciones hasta ahora se han hecho con una fuente de sonido mediocre y en monocanal, por lo que hay aspectos de localización de instrumentos, creación de imagen estéreo, microinformación y dinámica extrema que no se han podido evaluar. A pesar de ello, en el aspecto de microinformación, he descubierto bastantes detalles que hasta ahora no conocía en mis grabaciones de referencia.

Las evaluaciones subjetivas se han hecho mayormente con un disco de grabaciones de instumentos de EBU, preparado para tal fin sin ecualizazión ni compresión sonora.

Se publicará un valoración del sonido más precisa cuando sea posible.


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 Versiones especiales.

Existen las siguientes versiones especiales de la etapa Ultra

  • Etapa estéreo de 50+50 W a 8 Ohm.
  • Etapa estéreo de 25+25W a 8 Ohm en clase A pura
  • Etapa monofónica de 90 W
  • Etapa monofónica de 50 W
  • Etapa monofónica de 25 W en clase A pura

Kit ensamblado completo (versión de 25+25W CLASE A PURA):

  • Transformador toroidal 330VA.
  • Fuente de alimentación regulada.
  • 2 Bancos de condensadores y filtrado (75.200 µF).
  • 2 etapas de potencia Ultra.
  • Circuito de control y protección avanzado.
  • Vídeo explicativo e instrucciones sobre el montaje.

Kit ensamblado completo (versión de 50+50W):

  • Transformador toroidal 500VA.
  • Fuente de alimentación regulada.
  • 2 Bancos de condensadores y filtrado (75.200 µF).
  • 2 etapas de potencia Ultra.
  • Circuito de control y protección avanzado.
  • Vídeo explicativo e instrucciones sobre el montaje.

Kit ensamblado completo (versión de 90+90W):

  • Transformador toroidal 750VA.
  • Fuente de alimentación regulada.
  • 4 Bancos de condensadores y filtrado (150.400 µF).
  • 2 etapas de potencia Ultra con dos pares de transistores de salida.
  • Circuito de control y protección avanzado.
  • Vídeo explicativo e instrucciones sobre el montaje.

 

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