AMPLIFICADOR
Ultra
Producto en revisión. Próximamente se publicará
la versión 2.
INTRODUCCIÓN
Tras muchos años de gran dedicación al estudio,
experimentación y desarrollo de etapas amplificadoras
llega el que es y será durante bastante tiempo el buque
insignia de mis diseños, el Ultra.
El objetivo de diseño es obtener una altísima
calidad de sonido, y se trata de conseguir mediante la perfección
eléctrica, lo que el reporta excelente cifras aunque
no sean el objetivo. Esta diseñado para superar a amplificadores
comerciales de grandes prestaciones.
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TOPOLOGÍA
Se basa en una topología pura de realimentación en
corriente, sumamente evolucionada, unido a etapas sobrepolarizadas.
No existe un lazo de realimentación negativa global.
En cambio, existen dos lazos parciales que engloban a dos bloques
de ganancia en voltaje, por lo que se obtienen cifras mejores
que en los habituales CFB
pero con las distorsiones temporales que produciría una
sóla etapa de ganancia, y su consecuencia es un altísimo
respeto por la microinformación.
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Por supuesto, todo el amplificador, desde el buffer de entrada hasta
la etapa de salida es perfectamente simétrico, lo que le confiere
cifras de distorsión muy bajas, y todavía más
bajas de la habitual ya que la contribución a la distorsión
de la etapa de salida es ínfima, 50 veces menor de lo habitual.
Esto se debe a una topología que permite que los dos transistores
de potencia operen en clase A, pero con un consumo de potencia notablemente
menor.
La realimentación en corriente permite una rápida carga de los condensadores
parásitos, especialmente el de compensación, responsable de la limitación
en slew-rate. De ahí se deriva un mayor ancho de banda.
El ancho de banda no depende de la ganancia, es el mismo para
cualquier ganancia, lo que permite mantener una buena cifra
de realimentación en las frecuencias más agudas,
un grave fallo de los amplificadores convencionales que hace
que la distorsión crezca siempre a partir de 1kHz.
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GANANCIA vs ANCHO DE BANDA AMPLIFICADOR CONVENCIONAL
(VFB)
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Arriba a la derecha se puede observar cómo es el ancho
de banda para un mismo amplificador VFB,
las altas ganancias requeridas reducen el ancho de banda, y
con él, el factor de realimentación y el slew-rate.
En los amplificadores CFB
este ancho de banda es fijo para cualquier ganancia, por lo
que mantienen alto el factor de realimentación a alta
frecuencia y permiten una gran velocidad.
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GANANCIA vs ANCHO DE BANDA AMPLIFICADOR CFB
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Las altas corrientes empleadas para polarizar las etapas también
permiten la carga rápida de condensadores parásitos,
con una consecuencia mejor a nivel de sonido que a nivel de cifras
(ya que los test habituales no son capaces de medir esta distorsión):
las distorsiones causadas por la variación que produce la temperatura
en el punto de operación de los transistores. Todos los transistores
cuya operación es crítica tienen prácticamente
fijo su consumo de potencia, además de que existen numerosos
subcircuitos de compensación térmica, recurriendo incluso
a transistores duales (dos transistores en el mismo encapsuado y en
el mismo sustrato de silicio).
Las topologías simetricas producen la cancelación de
las distorsiones armónicas de orden par.
A la derecha se muestra el proceso. Las dos partes simétricas
inevitablemente crean una onda con distorsión asimétrica
(en topologías no simétricas también se
crea pero no se corrige), pero éstas se cancelan con
la creada por la parte opuesta. Es un mecanismo que no crea
ningún otro tipo de distorsión, ni temporal ni
térmica, todo se reduce a una suma eléctrica.
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CANCELACIÓN DE LA DISTORSIÓN ASIMÉTRICA
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3 en 1.
En realidad el Ultra consta de tres amplificadores autónomos
esencialmente adaptados a su función. De ahí se
derivan los bloques básicos que están correctamente
concatenados y englobados en la red de realimentación
basada en lazos parciales.
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No se ha limitado en ningún punto la topología.
Sus 43 transistores y 79 resistencias así lo demuestran,
frente a los 13 transistores que requeriría una versión
simplificada o los 17 que poseen los amplificadores convencionales.
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Aunque pueda parecer complejo, la mayoría de los transistores
están para corregir los parámetros de los transistores
cuya operación es crítica: para compensaciones
térmicas especialmente, para disminuir impedancias de
salida mediante el uso de dispositivos en paralelo, y el uso
de modo cascodo para corregir el efecto Early, modulaciones
en la capacidad base-colector de los transistores y modulaciones
térmicas que varían su punto de operación.
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El último bloque es la etapa de salida, se trata de una etapa
que produce ganancia en corriente con ganancia en voltaje unidad,
y para ser precisos su estructura responde a la de dos amplificadores
CFB
operando en modo push-pull con ganancia unidad, pero conceptualmente
representa un sólo bloque.
BUFFER DE ENTRADA
En la gran mayoría de los diseños de realimentación
en corriente, el buffer de entrada no tiene ganancia y no tiene realimentación,
lo que impide tener cifras de distorsión suficiéntemente
bajas por sus propios medios. Tampoco la impedancia de salida, responsable
de la ganancia del amplificador es demasiado buena.
Éste buffer de entrada en sí mismo es un amplificador
de realimentación en corriente de baja distorsión,
gran velocidad y gran ancho de banda. Operando de manera autónoma
reune las condiciones que eléctricamente permitirán
obtener cifras teóricas de distorsión del 0,0005%
frente al 0,01% de los buffer no realimentados con la carga
a la que está conectado.
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ESQUEMA SIMPLIFICADO
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En el esquema de la derecha se puede observar cómo hay un
pequeño Ultra dentro del propio Ultra, y esto se cumple hasta
el punto de que a excepción del propio buffer, el resto de
la topología es idéntica tanto en la parte de potencia
como en éste buffer. A excepción de los transistores,
que en una parte son precisos SMDs de señal y en la otra son
transistores de potencia.
En el primer lazo que crea el buffer, la adición de
ganancia en voltaje (+12dB) libera al amplificador de potencia
de parte de ésta tarea, y podrá invertir esa porción
de ganancia en reducir la distorsión.
Éste buffer emplea a su vez otro buffer que opera completamente
en modo cascodo, tiene gran estabilidad térmica, emplea
una gran corriente (8mA, 1 es lo habitual) para polarizar sus
etapas,
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También emplea un espejo de corriente cascodo cuya referencia
de tensión se hace mediante diodos polarizados en modo
directo para evitar los habituales ruidos de los Zener producidos
por una avalancha controlada de electrones; bypass con
electrolítico ultra-low ESR y ESL para permitir un efectivo
filtrado de los ruidos de alta frecuencia. Éste espejo
se construye con un transistor dual para un aparejamiento pefecto
de las características
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El empleo del modo cascodo en todo el buffer (en realidad, en todo
el amplificador) permite que la capacidad de entrada sea constante
y no se induzca distorsión en la fuente de sonido por cargar
con capacidades variables. También el modo cascodo impide la
distorsión creada por el efecto Early, lo que evita distorsiones
asociadas a señales grandes.
La etapa de salida se basa en una estructura que corrige su propia
distorsión de cruce, aunque por supuesto opera en pura clase
A. Se comentará con más detalle ya que es la misma que
se emplea en la etapa de salida de potencia.
La corriente de polarización de la etapa de salida del
buffer es crítica ya que es la que polariza el resto
del amplificador. Por ello se ha invertido gran esfuerzo en
hacerla térmicamente muy estable. Los requisitos del
diseño llevaron a emplear una técnica de compensación
semejante a la de los amplificadores de potencia, el multiplicador
de VBE, y con valores ajustados teórica
y experimentalmente para un coeficiénte térmico
casi nulo.
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Existe además un lazo de realimentación parcial del
buffer en sí mismo que permite una mayor velocidad y menos
distorsiones temporales, a la par que acústicamente (porque
la obtención de la excelencia eléctrica no puede hacer
olvidar el objetivo de diseño) el resultado permite una tonalidad
más correcta.
Éste pequeño buffer de entrada ya supera con creces
a las topologías de los op-amp CFB
de altas prestaciones y a los amplificadores CFB
de potencia.
ETAPA DE GANANCIA EN VOLTAJE
En esta etapa se han tenido en cuenta todas las distorsiones
posibles. A la muy conocida distorsión producida por
el efecto Early se le añaden dos más, habitualmente
no contempladas. Una producida por la carga y la otra por la
capacidad parásita CBC de los transistores.
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ESPEJO DE WILSON
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El efecto Early produce distorsión en señales
grandes, causado porque los grandes voltajes crean un campo
eléctrico que aumenta la inyección de portadores
en la base, y a su vez en el colector.
Por eso los parámetros del transistor dejan de ser ideales.
En la gráfica de la derecha vemos cómo para voltajes
y corrientes altas, la intensidad de colector no es independiente
de VCE, sino que crece con él.
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DEPENDENCIA ENTRE Ic Y Vce
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Esa dependencia que tiene la señal de su punto de operación
es la causa de IMD y distorsión armónica más
frecuente en etapas de ganancia en voltaje, y eliminando éste
fenómeno podremos eliminar sus consecuencias.
La siguiente causa de distorsión es la que se produce por
la capacidad no lineal CBC de los transistores,
que en los diseños convencionales, incluso en muchos diseños
avanzados no se contempla. Cuando un diodo está en corte en
un lado de la unión PN hay un exceso de electrones y en el
otro un defecto, lo que produce un desequilibrio en la carga y por
tanto en el voltaje. Ese equilibrio eléctrico debe reestablecerse
y los electrones pasan de la zona de exceso a la zona de déficit,
y entre los dos tipos de silicio se crea una capa vacía de
portadores.
Esta estructura es muy conocida: Conductor-aislante-conductor: tenemos
un condensador.
Pero dependiendo de las condiciones externas, como en el fondo
los portadores son libres de moverse, se puede variar la anchura
de esa capa, y por lo tanto variará la capacidad. Éste
fenómeno se conoce como modulación de la capacidad
y se usa en circuitos donde se requiere una capacidad variable
respecto del voltaje, lo que forma el diodo varicap (variable
capacitor).
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CAPACIDAD NO LINEAL DE ENTRADA, VARÍA
FRENTE AL VOLTAJE
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Y tras la teoría, la práctica. Ésta capacidad
está en un punto que sufre constantes variaciones de voltaje,
por lo tanto el condensador se está cargando y descargando
continuamente, y más grave aún, está variando
su capacidad. Esto hace que las demandas de corriente para cargar
ese condensador sean variables (la corriente no sería un senoide
puro), y como toda fuente tiene una cierta resistencia de salida,
ésta demanda variable causará distorsión. Sus
efectos son muy bajos para resistencias de fuente bajas, por ejemplo
una etapa de salida, pero no para un colector y menos para el punto
del amplificador donde se convierte corriente en tensión, es
un punto donde la señal ve una altísima impedancia (varios
MOhm) y cualquier capacidad parásita degenerará la conversión
intensidad-voltaje (etapa de transimpedancia propiamente dicha)
Es un espejo híbrido entre las técnicas de Wilson y
de Widlar. ¿Por qué? Tanto en el espejo estándar
(impracticable), como en el de Wilson, como en el cascodo, un parámetro
parásito se suma a otro de tremenda importancia: la capacidad
parásita CBC se suma a la capacidad de
compensación Cc, condensador cerámico NP0 en formato
SMD. CBC es una capacidad no lineal, depende
de la tensión VCB y aparte de que podría
causar distorsión armónica a alta frecuencia puede causar
intermodulación, ya que el valor de la capacidad, incluso el
ritmo de variación frente a V depende de manera muy directa
del voltaje de la etapa, es decir, del punto de operación.
El espejo de Wilson produce una mayor igualdad entre las corrientes,
ya que corrige los errores producidos por la corriente de base.
También su impedancia de salida es mayor, concretamente
se multiplica por la beta del transistor que opera como cascodo.
Así, al degenerar posteriormente la carga con resistencias
constantes evitaremos mejor los efectos de las resistencias
parásitas no lineales de salida. La adición de
ganancia en corriente hereda la característica principal
del espejo de Widlar.
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Los transistores del espejo son dos transistores duales, para una
perfecta compensación térmica y una completa igualdad
de sus características. A pesar de que un espejo integrado
en el mismo sustrato de silicio no requiere ningún tipo de
ayuda externa para producir cifras de distorsión de entre -70
y -80 dB sin realimentación, especialmente si se emplea el
modo cascodo (característica derivada del espejo de Wilson),
una ayuda hará que se equilibre mejor con la parte complementaria,
de ahí las resistencias en los emisores.
Es en éste punto donde se introduce una ganancia en corriente,
de +6dB, un extra sobre la ganancia total.
El transistor que opera como cascodo se ha elegido a conciencia por
su capacidad para soportar grandes voltajes, la potencia requerida
y tener una buena ganancia en corriente, pero muy especialmente: Una
capacidad colector-base muy baja. En ese punto se genera la compensación
en frecuencia del amplificador y las variaciones en éste valor
son críticas, pero podemos reducir su valor y hacer que el
valor dominante sea una capacidad constante.
Pero aún así... ¿cómo de constante
será la capacidad final? Entre su operación normal
y la operación a 50 W existen diferencias de 0,6pF sobre
1.8pF, un 33% de variación en el valor, lo que coloca
una hipotética cifra de distorsión en -9dB; al
emplear un gran condensador en paralelo ésta misma variación
se reduce a un 1,251%, unos hipotéticos -38dB. La operación
por debajo de 10W (lo más habitual aunque se crea lo
contrario) supone variaciones de entre el 0.5 y el 0,7%, -60dB.
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LINEALIZACIÓN DE LA CAPACIDAD
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Como además esta etapa, por diseño, no puede hacer
que a éste transistor tenga capacidades mayores de 4 pF se
evita que pueda crecer CBC por encima del valor
del condensador de compensación. Un 7.5% de variación
en condiciones extremas.
Entre esta etapa y la de salida es donde se produce la conversión
I-V. La carga está degenerada con resistencias de 1 MOhm,
una técnica habitual en mis diseños con grandes
beneficios más a nivel sonoro que a nivel de mediciones.
En éste punto la impedancia vista por la señal
está compuesta por la impedancia de salida de la etapa
de ganancia en voltaje, en paralelo con la impedancia de entrada
de la etapa de salida.
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DEGENERACIÓN DE LA CARGA
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La resistencia que ofece la EGV es más o menos constante,
y la componente capacitiva es casi nula (CCE~CBC||CBE
< 1pF) Pero la componente capacitiva a la entrada de de la
etapa de salida no es nula ni mucho menos, es la capacidad CBE
de los transistores en paralelo (se suman) con la capacidad
CBC de éstos mismos transistores.
Ambas son variables.
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DEGENERACIÓN NO LINEALDE LA CARGA
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La etapa de salida es un sistema realimentado, podemos asumir una
cierta linealización en CBE, pero no en
CBC; es por ésto que se ha elegido un transistor
driver con la capacidad CBC lo más baja
posible...
CONSECUENCIAS DE SOBREPOLARIZAR
Una de las consecuencias de emplear etapas sobrepolarizadas
es que disipan más potencia, pero otra y más importante
es que aumenta la velocidad y la linealidad
La consecuencia térmica no es una consecuencia
trivial porque esa potencia se convierte en calor. De ahí la
posibilidad de derivas térmicas en las etapas, y en algunos
casos se llegaría a sobrepasar el límite de disipación
de los transistores. Por ello esta etapa requiere disipadores en los
transistores no sólo de la etapa de salida, sino también
en la de ganancia en voltaje.
La otra consecuencia de sobrepolarizar, y motivo por
el que se ha decidido emplear ésta técnica es que una
de las distorsiones temporales (limitación en slew-rate) se
reduce. La limitación se genera cuando se produce una brusca
variación de tensión, y la música está
llena de ellas. Los condensadores almacenan energía en forma
de campo eléctrico, y se cargan y descargan absorviendo o aportando
corriente. El problema viene cuando la absorven porque en una etapa
de realimentación en voltaje, la corriente del circuito la
marca una fuente constante. En una etapa de realimentación
en corriente idealmente no existe ésta limitación porque
esa corriente no está limitada en ningún punto. En un
caso real si existen limitaciones, causadas por resistencias parásitas,
saturación de nodos, etc,... pero se puede estimar que la corriente
proporcionada puede ser unas 10 veces mayor sin incurrir en sobrecargas.
Si además la corriente de polarización
es 3 veces mayor, hemos multiplicado la velocidad por tres.
Como se ha comentado antes, también un mayor punto
térmico disminuye las distorsiones causadas por la variación
que produce la temperatura en el punto de operación de los
transistores. En todos los transistores de ganancia en tensión,
o que actúen de buffer, es decir, aquellos cuya operación
es crítica poseen un consumo de potencia prácticamente
fijo.
ETAPA DE SALIDA
La etapa de salida es uno de los puntos fuertes de este amplificador.
Emplea dos complementarios en una configuración que corrige
ella misma su propia distorsión. El tan guardado secreto de
Halcro, Classé, Burr-brown que les permite obtener cifras de
distorsión de entre -100 y -120dB se usa aqui.
Para polarizarla, empleamos una red mutiplicadora de VBE
modificada, adaptada a las peculiaridades térmicas de
la etapa empleada, bypaseada con un electrolítico de
ultrabaja ESR y ESL. Y sobre todo, las características
de esta etapa implican que debe funcionar igual aunque varíen
las condiciones externas de temperatura, etc. Por eso está
polarizada con una fuente constante de corriente. Habitualmente
esto es impensable.
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Transistores de salida
En un principio se tomó la determinación de emplear
transistores IGBT en la salida, pero los resultados frente a los MOSFET
me confirmaron que a nivel de escucha subjetiva y de distorsión
armónica, se obtenian mejores resultados con los MOSFET, entre
ellos el de más velocidad. Así que tras 5 prototipos
con IGBTs se adaptó la etapa de salida para trabajar con MOSFET.
En las versiones de 25+25 y 50+50W se emplea un par de transistores
de salida, mientras que en la de 90+90W se emplean dos pares. Esto
hace que se pueda llegar a proporcionar una potencia máxima
de 250W por etapa frente a los 150W anteriores sin ningún riesgo.
En el caso de la etapa de 90+90W, los resultados a nivel eléctrico
de usar dos parejas de transistores MOSFET ha sido finalmente superior
al del IGBT. La transconductancia es de 20 Siemmen, la máxima
corriente entregada o demandada es de 25 Amperios.
Operación en clase quasi-A
Pero no se basa en eso la tremenda superioridad técnica. En
las actuales topologías, la distorsión de la etapa de
salida es la cifra dominante en la distorsión armónica
total. Y realmente para obtener cifras escandalósamente bajas
hay dos métodos: aumentar el factor de realimentación,
con el serio detrimento de la calidad de sonido, ya que la realimentación
induce distorsiones temporales que no se reflejan en THD, o corregir
esa distorsión por los propios medios de la etapa.
Y así se ha hecho, se usa una etapa de salida que corrige
su propia distorsión. Eso permite obtener las cifras de los
amplificadores clase A, en una clase AB polarizada con 150mA. El método
utilizado por Burr-Brown, Analog Devices, Halcro, etc... para obtener
cifras de distorsión extremadamente bajas se emplea aqui.
El método se basa en mantener una de las partes en clase
A, con lo que se eliminan la distorsión de cruce, y evitando
un estado de corte profundo: así se eliminan los tiempos
de almacenamiento, de corte a conducción y viceversa.
Tenemos una etapa de salida más rápida y con menos
distorsión a alta frecuencia. También tenemos
una etapa más lineal de lo que permite la clase AB, especialmente
con FETs, y más eficiente que una clase A.
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La eficacia del método de es tal que permite pasar del 0,5%
restringido por el uso de FETs e IGBTs y llegar a un 0,01% a plena
potencia (sólo la etapa de salida en lazo abierto), y eficiencias
mayores del 65% real, como la clase AB, mayor que el 40-45% de eficiencia
de la clase A push-pull.
Ya fuera de la etapa, una red Zobel calculada a 150KHz evita una
hipotética inestabilidad causada por una carga reactiva (altavoz)
a través de una capacitiva (cable).
LAZO DE REALIMENTACIÓN
La realimentación consiste en la aplicación de
un lazo parcial entre dos etapas, y en que no existe lazo de
realimentación negativa global.
De esta manera se evitan las distorsiones asociadas a la realimentación.
A nivel eléctrico es como tener una única etapa
de ganancia en voltaje.
En el lazo de más potencia se usa unaresistencia de
metal de 2W, por dos motivos.
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En los amplificadores de realimentación en corriente,
el ancho de banda lo marca esa resistencia y el condensador
de compensación, no la ganancia. Por lo cual, disminuyendo
el valor de esa resistencia aumentaremos el ancho de banda.
Tampoco hay que excederse porque podemos caer en la inestabilidad.
El diseño... ya no tiene sentido que sea TIM free, este
tipo de distorsión es entre 10 y 50 veces menor en este
tipo de amplificadores (SID), pero si la intermodulación
temporal causada por desfases, como en todo sistema realimentado
(hard TIM). Por esto, está compensado fuera del
rango audible.
El primer motivo para usar una resistencia de 2W de metal es
que al ser de más bajo valor que lo habitual, consumirá
más potencia que las demás resistencias SMD, y
la otra motivación es evitar modulaciones térmicas
en su valor. No hemos cuidado todos los aspectos de distorsión
para llegar ahora y tener distorsión en una resistencia.
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El servo de DC es obligado, ya que si no el offset de DC superaría
los 100mV. Dadas las características de esta etapa, el condensador
electrolítico necesario no esta en serie con la señal,
está acoplado al lazo de realimentación a través
de una resistencia de 10 kOhm.
La configuración de las tierras es en estrella, ésta
y las demás se conectan únicamente en un único
punto en la fuente de alimentación.
Su operación habitual es en modo single ended, pero se puede
emplear en modo XLR
PCB.
La PCB está realizada en fibra de vidrio a una sóla
cara para evitar problemas de capacidades parásitas,etc.
Las técnicas empleadas en su desarrollo responden a
las necesidades de esta etapa: tierras de bajo ruido, componentes
SMD, ausencia de ángulos para evitar reflexión
de ondas, concentración de carga en las puntas, comportamiento
como línea de transmisión eléctrica. Se
emplea una configuración de tierras en estrella, y una
única tierra para la señal, porque es tan importante
la señal como la tierra a la que está referida.
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Se ha minimizado al máximo la longitud de las pistas. Las
pistas de potencia están estañadas con estaño-plata.
Está preparado para conectores RCA, pero se puede utilizar
en modo balanceado (XLR).
La PCB ocupa 10x8 cm, un tamaño extremadamente reducido para
una etapa que cuenta con el doble de componentes que una convencional,
aparte de llevar incluidos los circuitos de protección, habilitación
de la salida, sensado de corriente y regulación del offset
de DC en la propia PCB.
Fuente de alimentación.
La etapa Ultra se alimenta con tres tensiones simétricas diferentes,
dos de ellas reguladas y otra de potencia. La fuente está sobredimensionada
para proporcionar más de la potencia necesaria. Nos centraremos
en la versión de 90+90W.
Consta de un transformador toroidal de 750 VA, lo que proporciona
el 150% del consumo cuando se alimentan cargas de 4 Ohm a plena
potencia, y el 350% del consumo con cargas de 8 Ohm. Esto permite
una cierta garantía de que no va a ser insuficiente y
se van a poder atender las demandas de corriente de pantallas
exigentes. Sólo el transformador pesa 5.8kg. Por si ésto
fuese insuficiente, los condensadores no se interpretan sólo
como un elemento de filtrado sino como un almacén (efectivo)
de energía.
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A partir de ahí, se emplea un puente de 25 Amperios convertidos
a operación soft recovery mediante condensadores cerámicos
de 500V ensamblados diréctamente en el puente. Se descarta
el uso de diodos ultrafast o Schottky ya que a baja frecuencia su
única ventaja es la reducción del pico de recuperación
en inversa, y ese aspecto está tratado mediante la conversión
a soft recovery.
Posteriormente, 4 bancos de condensadores forman un total de 150.000uF,
apoyados por un filtrado LC en cada banco. Este filtrado unido a la
inclusión de condensadores de film plástico y cerámicos
junto a los electrolíticos aseguran un correcto filtrado de
la alta frecuencia. Ésta alimentación de potencia únicamente
llega a los transistores de salida.
Respecto a las tensiones reguladas, el alto nivel de rechazo al ruido
de esta etapa hace que no tenga mucho sentido una gran regulación,
ya que el PSRR es tremendamente alto.
Aún así, se emplea una regulación realimentada,
con un sobrado filtrado RC, que reducen muy notablemente el
contenido en armónicos de la alimentación, especialmente
en el caso del doblador de onda empleado para la alimentación
de los espejos de corriente. Esta fuente proporciona la alimentación
para el buffer de entrada y para la etapa de ganancia en voltaje.
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El resultado, el rizado y el ruido en las alimentaciones reguladas
es menor de lo que habitualmente se obtendría con los LM317
y los reguladores de la serie 78xx. A nivel de números, mi
instrumentación no permite medirlo, en el osciloscopio sólo
se ve una línea sin ninguna traza de ruido, incluso a muy alta
frecuencia. Se estima menor de 0.1mV.
Circuitos de protección.
Se emplea un circuito de control avanzado que posee las siguientes
características: Posee un soft start , ya que la gran
capacidad de filtrado y la alta potencia de transformador harían
saltar el limitador de corriente de su red eléctrica.
Se emplea también un enable para los altavoces mediante
un relé, únicamente conecta la salida de los altavoces
cuando todo está operando correctamente, para proteger los
altavoces de los pops al encender y apagar. En la versión final
no hace absolutamente ningún ruido, es la única etapa
que he construido en la que no hay nada de ruido. Un ejemplo de su
estabilidad. Cuando se apaga con señal a la entrada, la salida
va entrando progresivamente en recorte, a medida que disminuye la
tensión de alimentación, y esa onda recortada puede
resultar molesta.
Un sensor pasivo capta el momento en el que la corriente de
salida supera 6 amperios y envía una señal al
circuito de control, optoacoplada para no inducir ruidos. Dependiendo
de la duración de ésta señal, el circuito
de control discrimina en función de la duración
y reiteración si es un pico de corriente habitual en
la carga de un altavoz o si es un verdadero cortocircuito, en
cuyo caso desconecta la salida durante unos segundos. Si al
cabo de ese tiempo se vuelve a detectar un cortocircuito, se
inicia el bucle de nuevo.
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Se ha evitado la limitación habitual de corriente porque es
intrusiva con el sonido, y un aspecto secundario (pero fundamental)
no puede ir en detrimento del objetivo primario. Aparte de que con
los requistios esperados de esta etapa, una limitación de 10-15
Amperios no es suficiente.
También existe un sensor para detectar el fallo de algún
fusible. Si ésto es así, se desconecta la salida de
los altavoces y se encenderá un LED en el fusible correspondiente.
Por último, los apagones breves son sumamente perniciosos
ya que inducen picos muy severos en las líneas. Para evitar
estos ruidos derivados, cada vez que se detecta un fallo en la alimentación
de 220V se activa la protección de los altavoces, bien sea
por un breve apagón, porque se desconecta el amplificador o
porque se funde el fusible principal. También se reactiva el
soft start para proteger a la etapa de estos picos.
El mecanismo de desconexión de los altavoces es redisparable,
es decir, que si a mitad del ciclo de rearmado sucede un evento espúreo,
el ciclo se vuelve a iniciar desde cero.
La entrada incluye una leve protección ESD con diodos Schottky.
Componentes.
Los componentes usados se resumen en:
Resistencias de película metálica SMD 1206, tolerancia
1%, 50ppm/ºC, exceptuando las que su consumo de potencia o una
posible modulación térmica lo impide, que son las de
la etapa de salida y una de la red de realimentación. Éstas
son de 0,25W de film metálico con las mismas características
que las SMD:
1% y 50ppm. La otra resistencia de realimentación, y la de
la red Zobel son de film metálico de 2W, no inductivas. Las
resistencias de emisor de los mosfet de salida son finalmente resistencias
bobinadas estándar, ya que el efecto de realimentación
local que produce su comportamiento inductivo contribuye a una mayor
estabilidad
Un objetivo de diseño en cuanto a las resistencias se ha cumplido.
En el camino de la señal, ésta no atraviesa ninguna
resistencia de más de 220 Ohm a excepción de la resistencia
de realimentación, de 2.2kOhm, siendo el valor medio de 64
Ohmios, desde luego muy diferente a los VFB,
donde el valor de éstas cargas es de 2000-5000 Ohm.
Quienes conozcan la filosofía de diseño de Sakuma conocerán
los beneficios de ésta técnica. Todo apunta a que es
mejor, excepto en el aspecto de ganancia y distorsión armónica
lineal, la menos intrusiva (por eso sus amplificadores suenan
muy bien a pesar de tener un 2% THD). La contribución al ruido
es ínfima, se permite cargar con las capacidades parásitas
de una forma más efectiva (más ancho de banda y velocidad),
y permite el uso de mayores corrientes de polarización. En
los casos que se desaconseja su uso, porque intervienen diréctamente
en la ganancia y distorsión, se emplean fuentes de corriente
en vez de resistencias.
Condensadores. Todos los electrolíticos de las etapas son
de ultrabaja impedancia, debemos tener presente que es un diseño
de gran ancho de banda y velocidad, y debemos asegurar su correcto
funcionamiento también a alta frecuencia. Exceptuando el del
servo DC que es un electrolítico bipolar Nitai NPR. No hay
condensadores en serie con la señal, ni en el lazo de realimentación.
Varios condensadores de alimentación reciben la ayuda de cerámicos
Y5V de gran capacidad para poder proporcionar un correcto desacoplo
a alta frecuencia. Sin ellos, en los prototipos, la inductancia de
las pistas producía oscilaciones de bajo nivel (10mV) a 5 MHz.
Transistores: Casi todos los transistores son BJT de bajo ruido en
formato SMD,
excepto los que su consumo de potencia lo impide, que vienen en cápsula
TO126 aislada, son transistores de baja capacidad parásita
y beta constante de Toshiba. En los transistores que consumen poca
potencia pero se requiere compensaicón térmica se emplea
el TO-92, BJTs de bajo ruido. Las fuentes de corriente toda la etapa
están implementadas con Jfet de bajo ruido en formato SMD.
Los potenciómetros de ajuste son de un material llamado cermet,
una mezcla entre cerámica y metal, que es muy estable frente
a factores externos: temperatura, humedad y tiempo. Posee una tolerancia
nominal del 10% frente al 25% de los de carbón, no absorve
humedad ni se degrada con ella, ni se degrada con el tiempo. Se fabrican
en cápsuals selladas, lo que asegura una gran resistencia frente
a la humedad.
Optimización
El primer paso para optimizarlo es que el resto del equipo debe estar
a la altura, no debería mezclarse con componentes Pionner,
Yamaha, Technics, etc,... pero hay un punto que habitualmente no se
le concede importancia siendo que es crítico en el sonido,
y es el control de volumen.
Como defecto hereditario de la topología, el ruido de
corriente es alto, por eso es muy recomendable que sea cargado
desde una fuente de baja impedancia, lo que excluye a los potenciómetros,
ya sean estándar o escalonados, independientemente de
su calidad.
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Por otra parte, la degradación en la dinámica
y ancho de banda que produce cargar con una cable capacitivo
a través de uno de estos dispositivos de alta impedancia
(insisto: por muy buenos que sean) impedirá aprovechar
las características óptimas de dinámica
y slew-rate que posee el Ultra. Se recomienda encarecidamente
en todo caso enviar la señal al amplificador a través
de una etapa de baja impedancia de salida, sea una etapa inversora,
una etapa clase A, o el uso de un driver de línea.
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Añadir un buffer rápido de ganancia unidad tras el
potenciómetro es la opción más recomendable si
se posee uno bueno. La etapa Ultra posee una alimentación simétrica
de 12V regulada, por lo que es posible aprovechar esta característica
para alimentar el previo.
Características técnicas.
Por el momento sólo están disponibles las siguientes
características técnicas:
THD: <0.0015%
Ancho de banda: > 500 kHz.
Comentarios sobre el sonido.
La etapa Ultra comete constantemente el pecado de la soberbia.
En sus graves, el control del movimiento es sumamente preciso, las
percusiones son explosivas.
En los agudos, la limpieza impera. En el momento en el que la orquesta
muestra todo su esplendor los platillos del Príncipe Igor no
se ven alterados por el resto de instrumentos... es una de las cosas
que siempre he deseado.
En contra de lo que son los habituales CFB con
salida FET, la tonalidad no es fría como cabe esperar, es muy
correcta, en el punto que marcan las grabaciones actuales. Un sólo
violín puede llenar de sonido la sala sin que se requiera un
preamplificador de válvulas.
Las audiciones hasta ahora se han hecho con una fuente de sonido
mediocre y en monocanal, por lo que hay aspectos de localización
de instrumentos, creación de imagen estéreo, microinformación
y dinámica extrema que no se han podido evaluar. A pesar de
ello, en el aspecto de microinformación, he descubierto bastantes
detalles que hasta ahora no conocía en mis grabaciones de referencia.
Las evaluaciones subjetivas se han hecho mayormente con un disco
de grabaciones de instumentos de EBU, preparado para tal fin sin ecualizazión
ni compresión sonora.
Se publicará un valoración del sonido más
precisa cuando sea posible.
Versiones especiales.
Existen las siguientes versiones especiales de la etapa Ultra
- Etapa estéreo de 50+50 W a 8 Ohm.
- Etapa estéreo de 25+25W a 8 Ohm en clase A pura
- Etapa monofónica de 90 W
- Etapa monofónica de 50 W
- Etapa monofónica de 25 W en clase A pura
Kit ensamblado completo (versión de 25+25W
CLASE A PURA):
- Transformador toroidal 330VA.
- Fuente de alimentación regulada.
- 2 Bancos de condensadores y filtrado
(75.200 µF).
- 2 etapas de potencia Ultra.
- Circuito de control y protección
avanzado.
- Vídeo explicativo e instrucciones
sobre el montaje.
Kit ensamblado completo (versión de 50+50W):
- Transformador toroidal 500VA.
- Fuente de alimentación regulada.
- 2 Bancos de condensadores y filtrado
(75.200 µF).
- 2 etapas de potencia Ultra.
- Circuito de control y protección
avanzado.
- Vídeo explicativo e instrucciones
sobre el montaje.
Kit ensamblado completo (versión de 90+90W):
- Transformador toroidal 750VA.
- Fuente de alimentación regulada.
- 4 Bancos de condensadores y filtrado
(150.400 µF).
- 2 etapas de potencia Ultra con dos
pares de transistores de salida.
- Circuito de control y protección
avanzado.
- Vídeo explicativo e instrucciones
sobre el montaje.
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