ETAPAS DE SALIDA.

Introducción

Las etapas de salida son el último eslabón en la cadena de amplificación y su misión principal es la de proporcionar ganancia corriente, para poder cargar la baja impedancia que supone un altavoz, normalmente entre 2 y 16 Ohm.

Idealmente poseen una impedancia de entrada infinita, para no degenerar el trabajo de las etapas de ganancia en voltaje, que tienen altas impedancias de salida. En la práctica la impedancia de entrada depende del tipo de transistor empleado a la salida, pero en general se obtienen valores muy altos, mayores de 100k Ohm.

Existen dos tipos de etapas lineales de salida, las push-pull y las single-ended. Su comportamiento es radicalmente diferente pero su misión es siempre la misma: tener la habilidad de proporcionar grandes corrientes al altavoz y ofrecer una impedancia de entrada alta para facilitar el trabajo de la etapa anterior.

Las etapas push-pull no tienen ganancia en tensión, y ofrecen impedancias de salida muy bajas, lo que hace que la etapa se comporte más como una fuente de tensión ideal, que es lo que en principio se espera de una etapa de potencia, de ahí que muchos fabricantes de altavoces tiendan emplear factores de amortiguamiento eléctrico (Qes) bajos, así la etapa podrá absorver y entregar mejor los picos de corriente reactiva que controlan el movimiento del cono.

Por el contrario, las etapas single-ended si tienen ganancia en tensión y en general ofrecen impedancias de salida altas, pero ofrecen ventajas para ciertos tipos de altavoces en los que no se confía tanto en el amortiguamiento eléctrico, y como veremos en su momento, ventajas a nivel psicoacústico. Por contra, son las menos eficientes.

 

Pero la práctica también impone sus normas, y existen fenómenos parásitos que desvían el comportamiento de estas etapas de lo que idealmente se espera de ellas, es decir, distorsión. Cada tipo de etapa muestra sensibilidad a factores concretos de los elementos básicos que las forman, que no son otra cosa más que transistores, y también muestran sensibilidad a la topología del circuito. En base a eso haremos un análisis.


DISTORSIONES DE LAS ETAPAS DE SALIDA.

Las etapas de salida se construyen con elementos imperfectos, y sus imperfecciones se derivan de las de los elementos. En este documento sólo trataremos etapas de salida con transistores, así que definiremos las causas de distorsión principales.

Los transistores son dispositivos que controlan la conducción de corriente en un único sentido, y aunque algunos tipos se puede controlar por corriente, normalmente sólo se controlan por voltaje. Lo ideal sería que esta corriente fuese proporcional a la tensión de control, pero esto no es asi.

Para empezar la corriente no sigue una relación lineal con la tensión de control, sino exponencial o cuadrática, y esto será una causa de distorsión, aunque en las partes asintóticas de la función de transferencia se aproximen a una recta, lo que si es suficiéntemente lineal en rangos concretos. Cuando la corriente entregada por el dispositivo tiende a cero aumenta la alinealidad, y por lo tanto, la distorsión.

También existe una restricción más, y consiste en que es necesaria una mínima tensión de control para que el dispositivo empiece a conducir, y esto tampoco cumple la relación de proporcionalidad. Esto agravará la distorsión comentada en el párrafo anterior. En las etapas push-pull la corriente positiva la entrega un transistor, o un conjunto de ellos, mientras que la corriente negativa la absorve otro grupo. Se suele cumplir que cuando un transistor o grupo conduce, el otro transistor o grupo está en corte, es decir, que inevitablemente se pasa por esas dos alinealidades cuando la corriente entregada cambie de sentido, que tiene lugar cuando la tensión a la salida pasa por los cero voltios, en sentido ascendente o decendente. Esta distorsión se denomina distorsión de cruce por cero.

En los transistores bipolares existe otro fenómeno que causa distorsión, y es que aunque la corriente de colector es una función exponencial de la tensión de control, sólo se cumple en un margen determinado. Una vez superado un cierto valor, el incremento de la corriente se reduce para un mismo incremento de la tensión de control. La asíntota se curva y la pendiente deja de aproximarse a una recta. Se denomina distorsión de gran señal.

Veamos dos funciones de transferencia de corriente de colector/drenador frente a tensión de control:

A la derecha vemos una curva de transferencia de un transistor bipolar. Se puede ver que la mínima tensión de control para que se produzca conducción está entre 0,4 y 0,7V, dependiendo de la temperatura. Entre 0 y 2 Amperios, la corriente crece siguiendo una curva frente a la tensión de control, y entre 2 y 8 Amperios se puede aproximar a una recta. A partir de ahí se produce la caída en la pendiente que hemos mencionado.

En la gráfica de un mosfet podemos ver algo semejante, salvo porque la tensión mínima para empezar a conducir es algo mayor, entre 1 y 2V, también dependiente de temperatura. Esta cifra varía según el transistor empleado, habitualmente está entre 3 y 4 V. Entre 0 y 1 Amperios la corriente crece también siguiendo una curva frente a la tensión de control, de 1 a 5 A se puede aproximar a una recta por tramos, y a partir de 5 A se obtiene casi una recta perfecta, sin reducción de la pendiente.

Otra causa de distorsión en los transistores bipolares es que por el terminal de control, la base, se demanda una corriente proporcional a la de colector, que sigue una proporción más o menos constante llamada beta. Por este motivo requieren que el terminal de control sea controlado a su vez por otro transistor, lo que se conoce como par Darlington.

Lógicamente se sumarán las distorsiones de cruce.

Hemos dicho que la corriente de base es proporcional a la de colector, y es cierto salvo cuando se supera un cirto límite a partir del cual se produce la reducción de beta y se demanda una corriente importante a la sección de ganancia en voltaje, cuya impedancia de salida es alta y de forma por supuesto alineal. Esta es otra causa de distorsión.

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TIPOS DE ETAPA DE SALIDA

Existen varios tipos de etapa de salida, y como es habitual, se cumple que la eficiencia va en contra de la calidad del sonido, y viceversa.

Como hemos comentado en la introdución, existen dos tipos de etapas de salida radicalmente diferentes, el primer tipo son las etapas single-ended y el otro son las etapas push-pull. La gran diferencia es el modo de funcionamiento de los transistores.

Las etapas single-ended son etapas en emisor/fuente/cátodo común que ampilfican voltaje y tienen un elemento con una función puramente resistiva que se usa como impedancia de carga, aunque no necesariamente tiene que ser una resistencia, puede ser una bobina, un transformador o una fuente de corriente.

Las etapas push-pull funcionan en colector/drenador/ánodo común y operan habitualmente con transistores complementarios. El caso de las válvulas es más complejo, requiere elementos que inviertan la fase del voltaje de control.

 

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Clase A single-ended:

Como hemos comentado, este tipo de etapas opera en emisor/fuente/cátodo común. Amplilfican voltaje y cargan con un elemento que tiene como misión convertir en voltaje la corriente de colector/drenador/cátodo del dispositivo de ganancia.

Numéricamente son las peores etapas. Tienen eficiencias muy bajas, tasas de distorsión muy altas, no son rápidas, su impedancia de salida es alta... pero a nivel acústico poseen características que en conjunto con los altavoces pueden ser muy valiosas.

La primera es que su distorsión es muy próxima a la de nuestro oído, a los patrones de armónicos de los instrumentos y sobre todo, su nivel está relacionado de forma más o menos lineal con el nivel de la señal. Como sucede en nuestro oído y de manera contraria a las etapas push-pull.

Otra de estas características es que tienen un mayor control sobre la corriente enviada al driver debido a que es mayormente una etapa de transconductancia, es decir, que convierte tensión en corriente, por lo que aunque numéricamente su cifra de distorsión sea alta, éstas pueden reducir la distorsión armónica del driver, que es casi siempre dominante, aunque esto supone serios problemas para amortiguar las oscilaciones del diafragma.

Siempre que se piense en una etapa y no en su interacción los altavoces que puede cargar se estará cometiendo un error. Despreciar este tipo de etapa por sus cifras eléctricas sería un error. De la misma manera, pensar en unas cajas acústicas y no en la etapa es otro error.

ANÁLISIS.

A nivel teórico y con una carga resistiva perfectamente adecuada, esta etapa de salida tiene una eficiencia máxima del 25%. Un amplificador de 20W produce 60W de calor con esa eficiencia. A nivel práctico se puede aumentar esta cifra hasta el 50%, mediante el uso de bobinas y trasformadores que prácticamente no tienen consumo para DC, o fuentes de corriente moduladas por la propia señal. No es una buena cifra de eficiencia.

Abajo a la derecha se pueden ver tres etapas con salida clase A single-ended, que usan tres tipos diferentes de transistor: BJT, mosfet e IGBT. Se puede ver que es semejante a una etapa de ganancia en voltaje, de hecho esa es su función. Pero este tipo de etapa tiene una característica que la hace utilizable para cargar un altavoz, a pesar de que según se suele entender, la etapa en emisor común tiene una impedancia de salida alta. La examinaremos a continuación:

La etapa clase A single-ended se puede analizar de la siguiente manera:

Donde gm es la transconductancia del transistor empleado y Rc es su resistencia de colector. En el caso de de usar una fuente de corriente, se considera una impedancia infinita. Cualquier intento de variar la tensión mediante cambios de corriente produciría cambios de tensión infinitos.

En el análisis simple hemos visto que la ganancia depende de la resistencia de colector, en este caso infinita por tratarse de una fuente de corriente, pero cuando se conecta a una carga... no hay nada que aisle la etapa de la carga (4 Ohm, por ejemplo) y si el transistor (Q4,Q5) varía 10mA su corriente de colector esa corriente será demandada a la carga en lugar de a la fuente de corriente. Sucederá entonces que la tensión en la carga variará 40mV.

En términos generales se entiende que la carga está en paralelo con la fuente de corriente. Analizando este nuevo término en la ecuación se deduce cualquier impedancia finita en paralelo con una infinita (fuente de corriente) resulta en la carga finita.

La carga (altavoz) se convierte en un componente más de la etapa y deberá ser tenido en cuenta a la hora de analizar.

Esto tiene una gran importancia porque marca los parámetros de ganancia en lazo abierto, frecuencia de compensación, impedancia de salida,... es decir, este tipo de etapas tiene una gran dependencia de la carga, aunque en diseños realimentados como el esquema propuesto el nivel de dependencia es mucho menor que en etapas clase A single-ended donde la carga es pasiva, bien sea un transformador o una resistencia. Y mucho menor que en etapas donde no existe realimentación.

Básicamente, la etapa con carga activa (fuente de corriente) se adapta a la carga (altavoz) mejor que ninguna otra, teniendo en cuenta que un altavoz no tiene nunca la misma impedancia que otro altavoz diferente y que no tiene la misma impedancia ante diferentes frecuencias.

Examinemos las características eléctricas de las etapas expuestas anteriormente.

Se utiliza una carga de 4 Ohm para que sea más sencillo ver los tipos de distorsión generados, y una fuente de corriente de 3A, lo que proporcionará un máximo de 12V a la salida.

En la parte derecha de la gráfica podemos ver la entrada en recorte de todas las versiones cuando el voltaje de salida se aproxima a +12 voltios, y en la parte de la derecha podemos ver qué sucede cuando se tiende al recorte negativo.

El caso más visible es el del transistor bipolar, que sufre una alta distorsión causada por la disminución de la ganancia a altas corrientes.

En la gráfica de la derecha podemos ver qué forma tiene la distorsión de este tipo de etapas, donde se ha exagerado para que sea visible. Es asimétrica, por lo que podemos deducir que se generarán armónicos principalmente pares. No posee picos abruptos, sino que es suave, ello permite deducir que no se generan armónicos de alto orden.

En los otros dos tipos, mosfet e IGBT podemos ver cómo su entrada en saturación/zona óhmica es más gradual y cómo no se separan apreciablemente del comportamiento ideal hasta casi esa zona.

Examinemos la ganancia de la etapa completa. No hay mucho que comentar sobre el comportamiento, salvo que el IGBT es el que más tiende a la ganancia perfecta, a pesar de que entre en saturación antes que el mosfet. Recordemos que las pérdidas en los mosfet son causadas por la resistencia de su canal, mientras que en un IGBT son de voltaje fijo.

Según las circunstancias pueden ser menores en un IGBT o en un mosfet, sólo depende de la corriente y de la resistencia en "on" del mosfet.

Veamos qué sucede a nivel de distorsión armónica.

v load\etapa

BJT

MOSFET

IGBT

10Vp

0.594%

0.146%

0.029%

5Vp

0.19%

0.049%

0.0098%

2Vp

0.078%

0.018%

0.0046%

1Vp

0.036%

0.010%

0.0042%

Las cifras hablan por sí solas. La transconductancia del dispositivo y su linealidad frente a grandes corrientes son el elemento más importante.

Respuesta en frecuencia

A nivel de ancho de banda es necesario comentar dos aspectos sobre los resultados, ya que a priori se alejan de lo habitual por varios motivos. Pero veamos qué sucede:

El transistor IGBT es el que más ancho de banda tiene (2.9MHz), seguido del BJT, con una leve resonancia (1.35MHz) y en tercer lugar está el mosfet (1.1MHz). Pero la etapa con transistor BJT muestra serios problemas de estabilidad, marca de que la compensación en frecuencia es insuficiente. En los otros casos el ancho de banda está limitado mayormente por la compensación en frecuencia.

El primer factor presuntamente anómalo es el pobre ancho de banda del BJT, y está causado porque el BJT empleado no es ninguna maravilla, aguanta mucha potencia y esa es su virtud, no otra. Su ancho de banda es reducido y la resonancia eléctrica al final de la banda así lo demuestra.

La gráfica de la derecha muestra el ancho de banda frente a la salida lineal, donde se aprecia mejor el comportamiento.

Existen transistores BJT con mayores anchos de banda, en torno a 40MHz, lo cual daría mejores cifras que el actual, con Ft=4MHz.

El segundo factor presuntamente anómalo es el mayor ancho de banda del IGBT sobre el resto, especialmente sobre el mosfet. Habitualmente se entiende que los mosfet son más rápidos que los IGBT, pero esto no tiene tanto que ver con las características de conmutación, donde es cierto que para corrientes no monstruosas (40A) los tiempos de almacenamiento, subida y bajada son habitualmente menores en los mosfet, sino que tiene que ver con operación lineal en clase A.

El caso del IGBT, el que más ancho de banda posee en esta configuración, realmente no está fuera de lo normal porque en esta configuración la capacidad de entrada dominante es la capacidad parásita de Miller y en los IGBT encontramos cifras muy bajas en comparación con transistores mosfet de semejante transconductancia. Por ejemplo, en el mosfet empleado (IRF150) la transconductancia es de 11 Siemmens con 1100pF de capacidad gate-drain frente a 35 Siemmens y 300pF de capacidad base-drain del IGBT. Esto dará lo que vemos a continuación en una gráfica de ganancia en lazo abierto:

En lazo abierto podemos ver que a pesar de que el condensador de Miller es igual para todas las etapas, los polos no están situados a las mismas frecuencias. El caso más evidente es el del transistor IGBT, y es la explicación a su mayor ancho de banda. La mayor ganancia en tensión hace que el polo dominante se encuentre a frecuencias inferiores, pero el menor valor de capacidad parásita b-d hace que su ancho de banda sea mayor.

Se ha añadido una etapa versión BJT con carga resistiva en lugar de carga activa, con una resistencia de colector de 8 Ohm y una carga de 8 Ohm, para que la resultante sea de 4 Ohm y así esté en las mismas condiciones que el resto de las etapas mostradas. Y se puede comprobar una estrecha equivalencia entre la versión BJT con carga resistiva y versión BJT con carga activa, lo que sirve para corroborar que la etapa clase A single-ended con carga activa se adapta a la carga, y que la carga modifica sus parámetros de ganancia en lazo abierto, ancho de banda, etc,...

Para terminar esta sección analizaremos el comportamiento de las tres etapas por separado, sin compensación en frecuencia y sin estar incluídas dentro de una etapa ni dentro de un lazo de realimentación. En todos los casos se usa una resistencia de 10 Ohm en serie con la entrada de los transistores.

Se puede ver algo semejante a los resultados obtenidos con la etapa en lazo abierto. El mayor ancho de banda corresponde al IGBT, seguido por el BJT y en tercer lugar el mosfet.

Sin embargo ahora la ganancia de la etapa con BJT "parece" mayor. Efectivamente, la transconductancia de los bipolares es alta, casi tanto como la del IGBT, pero su baja impedancia de entrada degenera el trabajo de la etapa anterior, lo que no sucede en el caso de mosfets e IGBTs.

Se debe observar también que la salida está desfasada 180º respecto de la entrada.

Análisis del espectro de distorsión

Por último, veremos las componentes espectrales de la salida de las etapas de salida mostradas anteriormente.

En primer lugar, la etapa clase A single-ended con transistores BJT con una salida de 10Vp y una carga de 4 Ohm.

Se puede apreciar la presencia dominante de armónicos pares, también la de impares y que todos los armónicos decaen en valor a medida que aumenta el orden. De hecho a partir de 5º armónico no se encuentran amplitudes apreciables. Su THD es de un 2.7%.

La siguiente gráfica corresponde a la etapa en versión mosfet con 10Vp de salida sobre 4 Ohm. Además de un menor fondo de ruido, debido a simulación, se puede apreciar el bajo orden de los armónicos creados, es fácil ver que el nivel del 3er armónico es notablemente inferior al de la versión BJT y que el 4º ya está 130dB por debajo del fundamental. THD=10.4%, lo que no es una buena cifra.

La última corresponde a la etapa de salida versión IGBT con las mismas condiciones que el resto. Se puede apreciar un amplio espectro de distorsión, y que numéricamente... parece ser mayor que los demás, no sólo en amplitud sino en valor. De hecho es un 10% de THD.

En el fondo un IGBT reúne las distorsiones de los BJT y de lso FETs.

¿Qúe sucede? Esto no parece concordar con las cifras mostradas en las etapas completas. Pero las etapas completas son lo que su nombre indica, un sistema completo, y en un análisis además de tener en cuenta las características de salida hay que tener en cuenta otras, como ganancia, impedancia de entrada, linealidad de la impedancia de entrada, que van a marcar grandes diferencias en lazo cerrado. Por esto no podemos quedarnos con una sóla idea.

Ahora examinaremos las características de salida sobre 4 Ohm y 1Vp.

En primer lugar, la etapa versión BJT. El espectro ha variado consideramblemente, aunque el orden de los armónicos generados es semejante a la salida de 10Vp, el tercer armónico ha disminuido relativamente del 1,1% al 0,009%, mientras que el 2º armónico pasa de un 2.46% a un 0.35%, y pasa a ser aboslutamente dominante en la THD, que es 0,35%.

A la derecha se muestra la etapa versión mosfet con una salida de 1V. Aqui las diferencias espectrales con la salida de 10V son menores que en el caso anterior, aunque también se puede obsevar una disminución relativa del tercer armónico, de un 0,015% a un 0,00086%, siendo que la distorsión total está marcada por el 2º armónico, que en este caso cae hasta el 1.04%. No hay disminución relativa.

Por último, examinaremos la etapa en versión IGBT. El espectro ha cambiado notablemente. Los armónicos de orden superior se han desplomado, y se ha variado el rango del eje Y para que se puedan ver las componentes superiores. La distorsión ha disminuido del 10% al 1% y ahora . El segundo armónico permanece invariante en proporción (marca del FET), pasa de un 10% a un 1%, y es claramente dominante en la cifra total de distorsión, ahoa es un 1%.

BREVE CONCLUSIÓN

De esto se pueden sacar conclusiones interesantes, lo veremos al final del artículo, pero ahora comentaremos brevemente la relación de estas cifras con la audición. Basándonos en las conclusiones de la psicoacústica sobre enmascaramiento acústico se puede asegurar que estas cifras siguen un patrón muy próximo a los mecanismos de audición porque el oído es más sensible a los armónicos de alto orden y posee una alta permisividad a los de bajo, especialmente al segundo. Como hemos visto es el dominante y además posee otras características que no quiero calificar de positivas, sino de menos negativas, que los de orden impar.

También el enmascaramiento exhibe una dependencia directa aunque no lineal frente al SPL, y este tipo de etapas de salida genera niveles bajos de distorsión frente a amplitudes bajas, y porcentajes altos de distorsión frente a grandes amplitudes.

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Etapas de salida push-pull:

Las etapas push-pull funcionan en colector/drenador común y operan habitualmente con transistores complementarios.

La salida se toma de dos puntos de baja impedancia como son los emisores y fuentes. Y esta es la gran ventaja de este tipo de etapa, la impedancia de salida es muy baja y no es posible obtener impedancias de salida tan bajas por ningún otro método.

El principal problema es que los transistores de salida requieren un cierto voltaje para empezar a conducir, y ésta es la causa de todos sus problemas.

Una ventaja es que este tipo de etapas posee una eficiencia bastante alta, hasta un 75% a nivel teórico, lo que es una gran ventaja sobre las etapas single-ended.

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CLASE B:

La etapa push-pull clase B consiste en una etapa en colector común sin ninguna red de polarización. Su consumo en reposo es nulo, pero su distorsión es tan grande que resulta inaceptable por el simple motivo de que hay métodos que permiten disminuirla de forma muy notable con una inversión mínima.

A día de hoy es un tremendo error elegir un tipo de etapa que genera estos niveles de distorsión.

Sólo cuando el amplificador amplifica baja frecuencia puede funcionar al añadir la realimentación. La condición es que los transistores de salida deben ser muy rápidos, y amplificador debe tener realimentación en continua.

Arriba a la derecha podemos ver un amplificador con una etapa de salida clase B con transistores bipolares y a la derecha una con transistores mosfet. Las resistencias de puerta son necesarias.

El principal problema de la clase B es que la tensión de control de los transistores debe estar a un cierto valor por encima de 0V para que el transistor de salida empiece a conducir.

Si no se corrigiese, todo lo que quede por debajo de esta tensión mínima de control no se reproduciría, quedaría cortado.

Se puede apreciar que la distorsión es simétrica, lo que indica armónicos de orden impar, y que posee picos abruptos, lo que es marca de armónicos de alto orden.

A la derecha podemos ver la función de transferencia de una etapa en clase B con transistores bipolares. Se puede ver que en un intervalo en torno al cero la salida es cero. Todas las señales de entrada que estén entre -1,4 y +1.4V producen salida cero.

Podemos ver un fenómeno no lineal en este tipo de etapas: la reducción de la ganancia con la amplitud. Los extremos de la cruva de salida se curvan y tienden a una línea horizontal, es decir, sin ganancia.

En la gráfica de ganancia de la etapa con BJT podemos verlo de una manera más cómoda: alrededor de cero la ganancia es cero y en los extremos se reduce.

La reducción de ganancia en los extremos causa una distorsión llamada distorsión de gran señal y que tiene lugar por el tipo de transistor. Con grandes corrientes de colector la beta del transistor se reduce y demanda más corriente de base, lo que empeora el trabajo.

Todas las gráficas de ganancia y función de transferencia se toman sobre una carga de 1 Ohm para que sean más visibles las alinealidades. Esto será explicado en detalle en próximas secciones.

Esta es la función de transferencia de una etapa mosfet, donde se pueden apreciar dos cosas a simple vista: Una es que la tensión alredor de entrada cero que produciría salida cero es mayor que en los BJT. Es lógico, las tensiones de control están en torno a 3.5V frente a los 1.4V del driver+transistor de salida de la versión bipolar.

Podemos ver también que la pendiente es más baja, signo de una menor ganancia en tensión,

En la gráfica de ganancia todo se ve con más detalle, pero lo que resalta es que los extremos no están curvados, a diferencia del BJT se mantienen e incluso aumentan la ganancia.

A pesar de las peores cifras en alta potencia el comportamiento de los mosfet es mejor.

Sabemos que un sistema realimentado tiende a corregir sus distorsiones y se produce el mismo fenómeno en una etapa de audio. La etapa tiene que proporcionar un cierto offset para que los transistores entren en conducción, y es lo que vemos en la gráfica de la derecha: la respuesta temporal a una onda de 1kHz a la salida y en el punto justo anterior a la etapa de salida, se puede comprobar que la onda posee la distorsión inversa a la de la clase B.

Esta es la misma gráfica pero para la versión mosfet. Estos transistores tienen una mayor tensión mínima para empezar a conducir y la distorsión es mayor, de hecho en la gráfica ampliada se puede ver un pico cuando la onda cruza en cero.

El slew-rate tiene que ser muy alto para corregir la tensión mínima de base a emisor inmediatamente, sin distorsión audible. Los mosfet no son una buena opción para estas etapas, ya que la tensión que hay que superar para que estos transistores empiecen a conducir es aún mayor. También tienen una capacidad parásita importante y son más difíciles de controlar a alta frecuencia porque esta corriente sale de la etapa de ganancia en voltaje que carga con la etapa de salida, y 10mA no pueden producir cambios de tensión rápidos en las capacidades de entrada de los mosfet.

En la siguiente tabla podemos ver la distorsión armónica de las dos etapas sobre diferentes cargas, y con una salida de 11 voltios de pico.

Z load\etapa

BJT

MOSFET

8 Ohm

0.026%

0.110%

4 Ohm

0.033%

0.115%

2 Ohm

0.065%

0.120%

Se puede ver a simple vista una mayor inmunidad de los mosfet a cargas complicadas, aunque numéricamente su distorsión sea mayor. En la siguiente tabla podemos ver lo mismo a 10kHz.

Z load\etapa

BJT

MOSFET

8 Ohm

0.169%

4.466%

4 Ohm

0.174%

4.846%

2 Ohm

0.182%

5.085%

Las cifras son lógicamente mayores que a 1kHz, las distorsiones tienden a aumentar en agudos, y se puede ver claramente cual es el punto débil de la clase B: la alta frecuencia. El resultado de los mosfet es muy pobre.

Veamos porqué: En la gráfica de la derecha podemos ver la salida de la etapa con mosfet a 10kHz. Cada cruce por cero se produce un pico: es la transición entre la conducción del mosfet de canal N y la conducción del mosfet de canal P. La transición tiene una duración más o menos fija, cuantas más veces se produzca esta transición en un determinado intervalo, mayor será el porcentaje de tiempo en el que la etapa produce error.

Por esto a alta frecuencia este intervalo produce errores mayores.

En todas las mediciones el espectro de armónicos tiene a los impares como dominantes y casi no se reducen a medida que aumenta el orden. Es una distorsión muy nociva, no decrece con la frecuencia y alcanza órdenes muy altos.

En la siguiente tabla se puede ver el comportamiento frente a la amplitud de salida, a 4 Ohm y a 1kHz.

v load\etapa

BJT

MOSFET

21Vp

0.079%

0.082%

11Vp

0.033%

0.115%

5Vp

0.043%

0.215%

2Vp

1.005%

0.519%

1Vp

2.006%

1.033%

0,5Vp

3.851%

1.935%

0.2Vp

1.021%

4.652%

0.1Vp

0.014%

0.014%

A primera vista se puede ver algo claro: La distorsión aumenta a medida que decrece la amplitud. Esto es porque las componentes de distorsión son cada vez menores en relación al voltaje total. El pico en el cruce por cero se puede ver que existe siempre aunque numéricamente sea menor en relación con la onda. En la etapa con BJT vemos que al dar 21 voltios de pico se produce una distorsión mayor que a 11Vp, mientras que la etapa con mosfet sigue una proogresión regular. Esto se debe a que la etapa con BJT sufre distorsión de grandes señales, por la imposibilidad de entregar más corriente.

Y a muy baja amplitud vemos que de pronto las cifras de distorsión se desploman y llegan a niveles realmente bajos. Esto choca completamente con el párrafo anterior, pero en realidad tiene una explicación muy sencilla: La etapa tiene un cierto offset de voltaje (-0,16V) que le hace entregar una pequeña cantidad de corriente a la carga.

Esta pequeña corriente mantiene en un estado de conducción a los transistores de salida y evita literalmente la distorsión de cruce, se puede ver que cuando la tensión de pico es menor que la del offset la distorsión es muy baja.

En la gráfica de la derecha se puede ver en detalle que la transición de P a N se produce exactamente cuando la salida cruza el cero.

Análisis del espectro de distorsión

Es evidente lo grave que es la distorsión de cruce, pero ahora veremos una gráfica que nos mostrará lo terriblemnte nociva que es: la descomposición en serie de Fourier de una etapa de salida clase B con transistores BJT y 10Vp de entrada, sobre 4 Ohm

En la sección de etapas clase A single-ended mostramos hasta 20 kHz de ancho de banda, pero aqui se muestran 100kHz, y los armónicos siguen hasta varios MHz y no se reducen de forma apreciable, a 97kHz el armónico correspondiente está a sólo 50dB por debajo de la señal.

Se puede ver los armónicos pares con menor amplitud intercalados entre los impares

Debemos señalar que las componentes de intermodulación crecen en número y amplitud a medida que aumenta la "angulosidad" de la función de transferencia porque esta angulosidad supone la creación de más armónicos. Y en este caso, donde se pasa de pendiente 1 a pendiente cero en márgenes de voltaje muy estrechos, los ángulos están asegurados. Si para una onda existen n armónicos, para dos de frecuencias no múltiplo existirán ~n^2 componentes de intermodulación. La música es una señal muy compleja, puede haber decenas e incluso cientos de armónicos fundamentales.

La gráfica con la etapa de salida clase B versión mosfet es aún peor, pero con estos niveles de armónicos es difícil distinguir algo.

DISERTACIÓN SOBRE LA DISTORSIÓN

A tenor de las cifras un ingeniero podría pensa que no es peor que una etapa de válvulas single-ended de caldeo directo, que tiene cifras de distorsión en estos niveles, y que sería siempre más adecuada la clase B porque es más eficiente. Pero examinándo estas cifras a nivel psicoacústico tenemos:

  • Se generan armónicos de distorsión con órdenes muy altos.
  • Prácticamente su amplitud no decrece con el aumento de la frecuencia.
  • Tienen porcentajes mayores a medida que decrece la amplitud de la señal.
  • El hecho de que sean de orden impar es anecdótico comparado con lo demás.

Es evidente que sus espectros de distorsión, los órdenes de los armónicos y su comportamiento frente a la amplitud son completamente antagónicos. En la etapa single-ended todo se acerca a los mecanismos de audición de nuestro oído y en la etapa clase B todo se aleja. No pretendo demostrar nada porque el tiempo y la práctica se han encargado de ello, ya está demostrado: en audio las etapas single-ended han sobrevivido al tiempo y las clase B no.

THD por sí misma es una cifra incompleta y quizás algún día se haga comprender a los seguidores de las cifras que es necesario examinar más a fondo esas cifras porque para nuestro oído no vale lo mismo un 1% de 2º armonico que un 1% del 5º. Quizás los amantes de las válvulas comprendan que los SET-DH no suenan mejor por tener un 5% THD sino porque ese 5% THD es prácticamente el 2º armónico en solitario. Sonaría mejor si fuese un 1% con una condición necesaria: tener el mismo espectro.

En cambio para alimentar motores síncronos nunca nadie se planteó usar una etapa single-ended y sí se planteó que los armónicos de orden impar restaban potencia al motor y había que reducirlos. ¿Porqué se exhibe tan arrogantemente el desconocimiento de un campo como el audio si en otros se aplican los mismos conceptos?

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CLASE AB:

Esta es la etapa de salida usada por la gran mayoría de amplificadores comerciales.

Este tipo de etapa se basa en incluir una red que compense la tensión mínima para que los transistores de salida empiecen a conducir, de esta manera se puede reducir la distorsión de cruce a niveles bajos. Sin embargo, la tensión de control de los transistores es dependiente de la temperatura y es necesario usar una tensión que varíe igualmente con la temperatura para evitar desajustes. Esto se explica más en detalle en el artículo sobre compensaciones térmicas.

Habitualmente se usa una red denominada multiplicador de Vbe, que consiste en una etapa que amplifica la tensión Vbe de un transistor. Este transistor debe estar anclado al mismo radiador que los de salida y tendrá una referencia de su temperatura, para que la pueda compensar de forma rápida y eficaz.

Como se puede ver en la imagen se ha añadido un transistor Qt entre las bases, y dos resistencias, Rt1 y Rt2. La tensión que mantiene esta red entre las bases de Q15 y Q21 es igual a Vbe(Qt)*(1+Rt2/Rt1). Si varía Vbe por la temperatura, variará la tensión de control.

Fíjese en que es la fórmula de la ganancia en la etapa no inversora, porque es eso, una etapa de amplificación no inversora y realimentada.

Existe un equivalente para mosfet que debería llamarse multiplicador de Vgs. Para obtener una compensación más adecuada se debe usar un tipo de transistor semejante a los de potencia, para que tengan coeficientes térmicos lo más parecidos que sea posible.

Compensado la mínima tensión para que empiecen a conducir se puede corregir de manera muy significativa la irregularidad en la transición, como podemos ver en la gráfica de respuesta temporal de la etapa con transistores bipolares, a la derecha.

Se han incluído las tensiones de base de los drivers para que pueda verse que la la corrección que hay que hacer ahora es notablemente menor.

En la gráfica de la derecha se muestra lo mismo pero en la versión mosfet. También se aprecia un cambio significativo en la corrección del cruce por cero.

En ambas etapas hay una corriente que atraviesa los dos mosfet y tiene un valor de un miilamperio. Esto supone un consumo despreciable frente a las potencias que se pueden entregar.

Sin embargo se siguen observando unas ciertas alinealidades en el cruce en cero, son fruto de las características de ambos transistores.

Podemos verlo mejor en la gráfica de la función de transferencia. En este caso ha sido necesario intercambiar los ejes para que se pueda ver la función de transferencia de ambos conjuntos NPN y PNP.

Se puede observar que en torno a 1,4V se producen irregularidades.

Lo mismo sucede en la gráfica de la función de transferencia de los mosfet, sólo que esta vez están en torno a 3V y las irregularidades son mayores.

Esto se debe a que todos los transistores son muy poco lineales cuando la corriente de colector/drenador es baja.

Para verlo haremos un barrido de tensión desde cero hasta 30V, con una carga de 0,5 Ohm y veremos en detalle qué es lo que sucede a nivel de transistores.

Si observamos la curva de transferencia de los transistores Mosfet y BJT+driver, podemos ver lo que ya sabíamos, que es necesaria una cierta tensión para que empiecen a conducir y que a partir de ese punto siguen de forma más o menos fiel a la tensión de entrada.

También vemos que cuando hay que entregar grandes cantidades de corriente los transistores bipolares tienen problemas. Sin embargo las gráficas parecen razonablemente planas en su inicio, pero es una simple cuestión de escala.

Pero es a un nivel más bajo donde hay que examinar, para esto hemos convertido a ejes logarítmicos y se podrá apreciar mejor qué sucede a voltajes menores.

Y aquí está. Se observa una notable falta de linealidad cuando las corrientes que circulan son bajas. Y lo que veremos en el siguiente gráfico con más detalle: muy baja ganancia cuando la tensión de control se acerca a cero.

A la derecha se muestra una gráfica de la ganancia de la etapa de salida, que como sabemos es próxima a la unidad.

En la versión bipolar está a un nivel en torno a 0.95 y se puede ver de forma evidente lo expuesto anteriormente: en torno a cero la ganancia de la etapa de salida es muy baja. También se puede ver el efecto que tiene en la ganancia la reducción de beta a altas corrientes de colector.

También se puede apreciar una cierta asimetría en la parte NPN y la parte PNP. Esto se deriva de que los propios transistores son diferentes y causará armónicos de orden par.

En la versión mosfet vemos lo mismo pero con dos diferencias. Una es que la ganancia en tensión es más baja, concretamente 0.85 como valor medio y también que no se produce reducción de la ganancia a altas corrientes de drenador.

La reduccion de la ganancia en las proximidades de cero será la principal causa de distorsión cuando la salida tienda a cero, la baja ganancia y linealidad de los transistores.

Vemos pues que hemos mitigado el problema pero no lo hemos resuelto. La solución inmediata debería consistir en que la corriente que atraviesa los transistores fuese mayor y se evitasen las zonas menos lineales.

Sobrepolarización.

La corriente que atraviesa los dos transistores de salida se denomina corriente de polarización.

Se puede aumentar variando la red de polarización, el multiplicador de Vbe o Vgs, concretamente aumentando el valor de Rt2. De esta manera se puede hacer que los transistores de salida sólo funcionen en las zonas más lineales. Como contrapartida, ésta corriente supone un consumo y una reducción de la eficiencia, pero como veremos las prestaciones a nivel de distorsión de esta etapa van en contra de la eficiencia.

Como ejemplo usamos la etapa en versión mosfet. Vamos a hacer una comparativa entre las tensiones de compensación y las gráficas de ganancia.

A la derecha se muestran las gráficas para clase B, para una compensación de 2 voltios para cada transistor y una compensación total, con una corriente de polarización de 1mA. Vemos que las curvas tienden al centro.

Luego este es el método. Con una corriente de 500mA la gráfica habla por sí sola. Se reduce de una manera muy considerable la alinealidad en las proximidades de cero.

Pero se produce un consumo en reposo 500 veces mayor.

A la derecha podemos ver una comparativa entre distintas corrientes de polarización y es evidente que todo mejora a medida que se aumenta el consumo. Fíjense que el rango no es entre 0 y 1 sino entre 0,4 y 1, se ha aumentado para distinguirlas mejor.

La siguiente gráfica es una comparación entre las funciones de transferencia de todas las opciones probadas.

Se puede ver que la que más se aproxima a una recta es la que tiene un amperio de polarización. Nótese que está ampliada.

Con transistores bipolares ocurre una situación semejante pero agravada porque estos dispositivos sufren distorsión de gran señal. A primera vista en el cruce por cero se puede advertir una gran linealidad, mayor que en los mosfet, pero en los extremos es donde se muestra su punto débil, la recta se curva tendiendo a una recta horizontal. Cualquier polarización es mejor que la clase B.

En las gráficas de ganancia vemos todo con más detalle y se puede apreciar que una corriente de polarización de 1mA es insuficente, aunque en general se obtienen niveles de linealidad mayores que con mosfet a igualdad de corriente. Y por contra, en los extremos se ve que las polarizaciones que mejor respuesta dan en el cruce, se comportan peor ante grandes señales.

Llegamos a un punto en el que puede surgir una duda. Si la etapa tiene una ganancia en lazo abierto de varios millones, ¿porqué preocuparnos de que ahora se gane 0,5 veces más o menos?

La respuesta es sencilla: Porque la ganancia de la sección de ganancia en voltaje se multiplica por la ganancia de la etapa de salida, y esa diferencia entre polarizaciones puede reducir de forma drástica la ganancia en ciertos voltajes, por lo que suponer que la realimentación se encarga de todo no es una buena premisa. Ayuda, pero hemos visto que cuando la ganancia era cero en ciertos márgenes de la clase B la etapa no respondia, y aquí en lugar de no responder, responderá peor.

Influencia de la carga:

Hemos visto en las etapas en clase B cómo una carga más baja produce un aumento de la distorsión. En este tipo de etapas sucede exactamente lo mismo.

A la derecha se puede ver una función de transferencia de una etapa clase AB versión mosfet con 500mA de polarización. Las gráficas son casi coincidentes pero hay una que se aproxima a una recta perfecta mientras que las demás sufren leves desviaciones.

Se han usado 5 cargas distintas: 2, 4, 8, 16 Ohm y una en la que la etapa funciona sin carga, una resistencia infinita.

La que opera sin carga se apoxima a ganancia unidad perfecta, y a medida que se va haciendo menor la carga se va reduciendo la ganancia y su linealidad.

En transistores bipolares pasa lo mismo pero agravado por un factor, es que tienen un tipo de distorsión que no tiene lugar en los mosfet, es la distorsión de gran señal. Sin embargo se puede ver que con una polarización del orden de 200mA la función de transferencia es muy lineal y sobre todo: muy próxima a la unidad, es la gran diferencia frente a los mosfet.

A la derecha podemos ver la gráfica de ganancia para las impedancias de 2, 4, 8, 16 Ohm y una añadida con la salida sin carga. En esta gráfica se usa la misma escala que en la equivalente con mosfet para que se puedan ver claramente las diferencias. Hay más ganancia y son más constantes salvo en los extremos, donde afecta la distorsión de gran señal.

Aumentando la imagen podemos ver más en detalle que la distorsión de cruce es menos abrupta, la asimetría entre transistores tipo PNP y NPN y que los márgenes en los que varía son muy estrechos.

En ambas situaciones se puede ver claramente que las prestaciones disminuyen a medida que disminuye la carga, el caso de la impedancia infinita es casi perfecto en ambas, aunque es levemente mejor en las mosfet. También vimos lo mismo en la etapa en clase B, la distorsión armónica aumentaba con cargas más bajas. Siempre es más recomendable hacer que la etapa cargue con una impedancia lo más alta posible.

Examinémos a nivel de cifras de distorsión armónica. Se emplean las etapas en versión bipolar y mosfet, la primera con 200mA de polarización y la etapa con mosfet con 500mA, son cifras que las hacen más o menos equivalentes, los mosfet requieren más corriente de polarización para obtener la misma linealidad. Con una señal de salida de 11vp y una frecuencia de 1 kHz tenemos lo siguiente:

Z load\etapa

BJT(500)

BJT(200)

Mosfet(500)

Mosfet(200)

8 Ohm

0.017%

0.018%

0.011%

0.012%

4 Ohm

0.027%

0.028%

0.012%

0.013%

2 Ohm

0.065%

0.065%

0.013%

0.014%

Vemos que los resultados son semejantes a los de la etapa clase B salvo por la drástica reducción del valor de la distorsión con los mosfet. Pero sus niveles de incrementento son semejantes, la etapa con mofet tiene una gran inmunidad a los valores de la carga mientras que con transistores bipolares, ésta distorsión crece en una proporción semejante a la clase AB. Y se deduce que el factor dominante en esta etapa no es el cruce por cero sino la distorsión de gran señal.

Ahora examinaremos las mismas etapas a una frecuencia de 10kHz.

Z load\etapa

BJT(500)

BJT(200)

MOSFET(500)

MOSFET(200)

8 Ohm

0.014%

0.014%

0.016%

0.017%

4 Ohm

0.024%

0.024%

0.022%

0.025%

2 Ohm

0.061%

0.061%

0.030%

0.044%

En la versión con transistores bipolares tenemos más de lo mismo, las cifras son menores porque ahora afecta una insuficiencia en el ancho de banda pero tienen las mismas proporciones. Si las comparamos con la etapa clase B con bipolares se puede ver que la mejora es muy significativa.

En cambio los mosfet ahora parecen más sensibles a la carga. Es porque a alta frecuencia entra en juego un factor más: la capacidad no lineal de entrada, algo que habitualmente no se tiene en cuenta pero que está ahí. Y esta capcidad se tiene que cargar desde una alta impedancia, la anterior etapa de ganancia en voltaje, lo que producirá necesariamente distorsión. Vemos las corrientes de puerta de los mosfet y se puede apreciar una no linealidad evidente.

Sin embargo sus cifras son buenas y si se comparan con la etapa en clase B con transistores mosfet el cambio es aún más drástico que con los bipolares, se pasa de algo terrible como es un 5% THD a un 0,03%, que a 2 Ohm y 10kHz es una cifra buena.

Veamos ahora los valores de distorsión con las mismas etapas, con una carga de 4 Ohm y una frecuencia de 1kHz frente a diferentes voltajes y dos posibles corrientes de polarización, 200 y 500mA.

v load\etapa

BJT(500)

BJT(200)

Mosfet (500)

Mosfet (200)

21Vp

0.082%

0.082%

0.0318%

0.0319%

11Vp

0.027%

0.028%

0.0127%

0.0145%

5Vp

0.011%

0.013%

0.0055%

0.0066%

2Vp

0.0043%

0.0062%

0.0020%

0.0029%

1Vp

0.0027%

0.0035%

0.0014%

0.0018%

0,5Vp

0.0058%

0.0071%

0.0029%

0.0035%

0.2Vp

0.015%

0.016%

0.010%

0.013%

0.1Vp

0.047%

0.032%

0.036%

0.023%

Se puede ver que la distorsión a niveles bajos crece, lo que es marca de la distorsión de cruce, de la misma manera que sucedía en las etapas clase B pero con valores mucho menores y ahora sin ayuda de un offset de DC. También se puede comprobar que las etapas con bipolares son menos sensibles a la corriente de polarización que las etapas con salida mosfet. Se puede ver que las cifras de distorsión entre la polarización de 200mA y 500mA no sufren grandes variaciones, mientras que en la versión mosfet esta variación puede ser mayor del doble, en proporción.

Respuesta en frecuencia.

En este caso sólo analizaremos la respuesta en frecuencia de la etapa de salida, sin que esté incluída dentro de la etapa, sin compensación en frecuencia y sin ningún lazo de realimentación.

En ambos casos la ganancia en tensión es muy próxima a 0dB, y que se obtiene un ancho de banda próximo a 1MHz.

En el caso de la salida mosfet se obtiene un filtro paso bajo casi perfecto, mientras que en la versión bipolar la existencia de dos transistores con anchos de banda diferentes muestra el comportamiento aparentemente errático.

La salida está en fase con la entrada.

Análisis del espectro de distorsión

La última parte del análisis trata de examinar las componentes armónicas de las etapas de salida push-pull clase AB en solitario, con polarización de 200mA y una salida de 10Vp.

A la derecha se muestra la etapa versión BJT. A simple vista se puede observar una notable mejora respecto de la clase B, no sólo los armónicos tienen una menor amplitud sino que decrecen a medida que aumenta el orden. Pero nada comparable a las etapas clase A single-ended.

También se puede observar que los armónicos impares son dominantes y que los armónicos pares se encuentran intercalados entre ellos. THD=0.2%

A la derecha se puede ver la descomposición de la salida de la etapa de salida mosfet. No se produce una disminución tan evidente del nivel de los armónicos y se alcanza una cifra de distorsión armónica del 0.613%. Este resultado no debería sernos ilógico porque hemos visto el mismo comportamiento en las etapas clase A single-ended, y ya hemos mencionado que dentro de un sistema además de las características de sailda hay que tener en cuenta otras características.

Por último, estudiaremos el espectro armónico con una señal de salida de 1V.

En la versión BJT se puede apreciar una notable mejora tanto en el nivel como en la reducción de la amplitud frente al orden. Los armónicos pares son doniantes ahora, aunque tienen un nivel muy similar a los consecuitivos impares; eso es debido a las características desiguales entre los transistores tipo PNP y tipo NPN. THD=0.047%

En la versión mosfet también se aprecia la reducción de los armónicos frente al orden, y como curiosidad, los armónicos pares son dominantes, pero es fruto de una mayor desigualdad entre el mosfet de canal N y el de canal P empleado en este ejemplo. THD=0.188%. Poroporcionalmente se ha reducido más la distorsión en la etapa de salida versión BJT.

En todo caso estas cifras suponen un gran alivio sobre la clase B en la tarea de construir una etapa que además de buena cifras cumpla con las premisas de la psicoacústica.

 

inicio


CLASE A push-pull.

Hemos visto las mejoras que introduce una gran corriente de polarización en las etapas de salida, con el precio de mayor consumo y menor eficiencia. Cada uno debe evaluar si compensa la reducción de distorsión en cada caso particular.

Pero aún se puede llegar más lejos y usar polarizaciones tan altas que en operacion normal los transistores nunca lleguen al estado de corte, aumentando más la linealidad de la etapa de salida. Es lo que se denomina clase A push-pull.

Tiene una eficiencia del 50% máximo, y es el doble que la eficiencia de las etapas en clase A single-ended. Su calidad es muy alta. Se eliminan de golpe varias fuentes de distorsión motivadas por la transición corte-conducción de un transistor.

Como problema, su consumo es muy alto. La mitad de la corriente se invierte en operar en la zona más lineal y no en proporcionar potencia a la carga. Esto supone una fuente de alimentación más grande y cara, y disipadores de calor todavía más grandes y caros, o células de Peltier. El uso de ventiladores está reservado a las mentes menos privilegiadas porque de nada sirve reducir la distorsión a -80dB si la relación señal/ruido está -60dB, especialmente cuando esto supone tener una "barbacoa" en el salón.

A la derecha se pueden ver las curvas de ganancia de la versión mosfet con polarizaciones de 1, 2 y 5 Amperios. Son muy cercanas a la perfección.

El precio que hay que pagar es la reducción de la eficiencia.

Más cercanas a la perfección son las curvas de la versión con transistores bipolares pero sólo en un reducido margen. Cuando la distorsión de gran señal pasa a ser dominante su comportamiento está muy lejos de lo esperado. Se ha incluído una polarización de 500mA.

Para hacer las siguientes simulaciones de distorsión ha sido necesario modificar el circuito base para que la distorsión de la sección de ganancia en voltaje no enmascare los resultados de la etapa de salida. De hecho en la simulación con la misma corriente de polarización pasa del 0.0144% al 0.000155%. Las siguientes medidas se han obtenido con las corrientes de polarización y los voltajes que se indican, en una carga de 4 Ohm a 1 kHz.

v load\etapa

BJT(2A)

BJT(200mA)

Mosfet (2A)

Mosfet (200mA)

20Vp

0.01644%

0.02232%

0.00022%

0.00228%

10Vp

0.00455%

0.01027%

0.00008%

0.00225%

5Vp

0.00195%

0.00647%

0.00012%

0.00221%

1Vp

0.00678%

0.00199%

0.00033%

0.00060%

Puede observarse la tremenda superioridad de los mosfet con corrientes de polarización muy altas, y que para los niveles usuales de potencia su superioridad es escandalosa. En una simulación aparte, con la versión mosfet y una corriente de polarización de 6 A se obtiene la siguiente cifra para una salida de 5 voltios de pico sobre 4 Ohm: 0.000082%. No es necesario hacer más comentarios, pero sí convendría señalar que el consumo en reposo sería de casi 500W.

Nada es gratis.

Respuesta en frecuencia

Ahora haremos una comparación entre el ancho de banda de estas distintas etapas.

En primer lugar usamos las etapas usadas en las simulaciones. En ellas se puede ver que existe una gran superioridad de la etapa con transistores bipolares sobre la versión mosfet, de hecho la versión mosfet está al borde de la inestabilidad y presenta una resonancia eléctrica.

Sin embargo, la versión bipolar cuenta con una ventaja, y es que posee dos transistores cumpiendo la función de drivers que permiten cargar con la capacidad parásita base-emisor y base-colector de los transistores de salida.

En la versión mosfet la capacidad de entrada se carga desde una alta impedancia y esto es la causa del pobre ancho de banda. También las resistencias de puerta forman un filtro paso bajo que limita este ancho de banda, aunque son necesarias para matener la estabilidad de la etapa.

Pero cambiemos la topología y optimicémosla para dar un mayor ancho de banda y que las dos etapas estén en igualdad de condiciones. Se añaden drivers con transistores bipolares y resistencias para que se descargue la puerta.

En los transistores bipolares esta capacidad se puede descargar por el diodo base-emisor, pero en los transistores mosfet, esta capacidad es un condensador perfecto y no posee posibilidad alguna de descargarse. La resistencia en serie con la puerta se reduce ahora a 10 Ohm.

Y obsevamos una notable mejora en las prestaciones dinámicas de la etapa en versión mosfet, llegando a igualar los parámetros de ancho de banda, aunque aún con un menor margen de fase causado porque las limitaciones dinámicas de los mosfet son mayores que en los bipolares, principalmente por la dificultad que suponer cargar la puerta.

Si comparamos la etapa clase B con la clase AB en versión bipolar podemos observar la superioridad dinámica de la clase AB. Aunque el margen de fase lo marca la compensación y es prácticamente el mismo, en la clase AB no existe resonancia eléctrica, su desviación de la fase es mucho más suave por este motivo.

Para distintas corrientes de polarización el ancho de banda no aumenta significativamente, una vez superado un valor de polarización que de un mínimo de linealidad a la etapa de salida.

Análisis del espectro de distorsión

Un resultado curioso. ¿No les recuerda esta gráfica a la de 200mA de polarización y amplitud 1Vp del apartado anterior?.

Es el resultado de la etapa BJT con 2 A de polarización con 10Vp de salida. El espectro armónico es muy semejante a la gráfica que hemos comentado, decrece con el orden, lo cual a nivel psicoacústico es positivo, y más positivo si se tienen en cuenta que se generarán menos componentes de intermodulación. THD=0,025%

En el caso de la etapa mosfet podemos ver una analogía similar, tiene un espectro armónico muy semejante al de la etapa clase AB mosfet con 200mA de polarización y salida de 1Vp.

Ahora THD=0,015%, y se ha reducido notablemente la presencia del 2º armónico. Por primera vez en todos los análisis los transistores mosfet muestran caracterísitcas propias de salida mejores que los BJT. Este es su punto fuerte.

Con una salida de 1Vp la etapa de salida versión BJT muestra un espectro realmente atractivo.

THD=0,00448%.

Y con 1Vp de salida, la etapa en versión mosfet muestra un espectro aún más atractivo.

THD=0,0037%

No es necesario comentar estas dos últimas gráficas.

 

inicio


ETAPA DE SIMETRÍA CUASI COMPLEMENTARIA

Este tipo de etapa de salida se implementa únicamente con transistores bipolares PNP o mosfet de canal N. No requiere transistores de potencia complementarios, y esto tiene una gran cantidad de ventajas y alguna desventaja.

La primera de las ventajas a destacar es que siempre, por principio físico, siempre van a tener mejores características los mosfet de tipo N que los dispositivos de tipo P porque la movilidad de los huecos es tres veces menor que la movilidad de los electrones. Esto redunda en parámetros de suma importancia como la resistecia del canal, la transconductancia y como consecuencia de una menor transconductancia, la necesidad de usar áreas mayores en el silicio para obtener los parámetros equivalentes al dispositivo de tipo N.

La segunda es la disponibilidad de dispositivos. Esto tiene raíces históricas cuando al principio los transistores tipo NPN tenían prestaciones notablemente superiores a los PNP, y a día de hoy con la gran presencia de transistores optimizados para conmutación, permite acceder a transistores con grandes capacidades de manejar potencia. Entre ellos, los transistores IGBT.

Las desventajas son la asimetría y creación de armónicos de orden par por un lado, y posibles problemas de estabilidad por otro.

Para cargar un transitor tipo N en la parte que controla el semiciclo negativo es necesario usar un circuito muy conocido en válvulas llamado desfasador. En la etapa de la derecha, clase AB en quasi-simetría lo forman R29, R30 y Q21b. Podemos analizar las características de este circuito de la siguiente manera:

Despreciando la corriente de base de Q21b la corriente que pase por R29 será la misma que pase por R30, y la corriente de R29 está marcada por la diferencia de tensión entre el emisor de Q21b y la salida.

De esto podemos deducir que la carga de Q27 a través del colector es equivalente a cargar un equivalente PNP con su base en el emisor de Q21b y su emisor en la salida, y con una resistencia de 100 Ohm de base a emisor. Y esto formaría una etapa push-pull clase AB como las vistas anteriormente pero con una resistencia de más.

En la versión mosfet se hace exactamente lo mismo.

Sin embargo en la versión con transistores BJT se reduce en un alto grado la transconductancia de la sección que da el semiciclo negativo, como se puede observar a la derecha. Recordamos que el colector de Q21b además de proporcionar una corriente de polarización al transistor de potencia Q27 debe suministrar su corriente de base y esto es lo que causa la reducción, ésta corriente se refleja en R29 y disminuye así su transconductancia.

En la comparación de las etapas con salidas mosfet se puede ver una gran semejanza en los valores de ganancia, pero con una mayor asimetría. En todas las etapas push-pull vistas anteriormente la relación entre armónicos pares e impares daba que los pares tenían valores una media de 4 veces inferiores, pero en esta simulación se han reducido a valores 2 veces menores.

Veamos las cifras de distorsión de las etapas. Se usa una onda de 1kHz y una carga de 4 Ohm, y una corriente de polarización de 200mA en todas las etapas.

v load\etapa

BJT(quasi)

BJT(std)

Mosfet (quasi)

Mosfet (std)

20Vp

0.022%

0.029%

0.0120%

0.0138%

10Vp

0.012%

0.013%

0.0056%

0.0068%

5Vp

0.011%

0.0076%

0.0027%

0.0042%

1Vp

0.0038%

0.0024%

0.0017%

0.0016%

Se puede ver que las cifras son en general muy similares, como cabía esperar.

Pero la configuración del desfasador se puede modificar para que se produzca ganancia en tensión y tienda a una configuración CFP, en la que se produciría un aumento de la transconductancia equivalente del transistor del desfasador. Sólo sería necesario disminuir el valor de R29 y aumentar el valor de R33: 10 Ohm ó menos para R29 y 100 para R30 en la versión BJT y 10 Ohm para R29 y 330 Ohm para R30 en la versión mosfet. Veamos qué sucede.

A la derecha podemos ver los efectos de esta modificación en la etapa versión BJT.Se han mitigado los problemas de la baja transconductancia. La corriente de base que se refleja en R29 causa ahora unos errores 10 veces menores y podemos comprobar los beneficios.

Y estos beneficios son mayores en la versión mosfet, donde no se ve reflejada ninguna corriente de base y se llega a obtener una transconductancia casi perfecta.

En ambos casos podemos ver que las secciones que dan el semiciclo positivo son coincidentes. Era algo de esperar ya que cada sección trabaja únicamente en su zona y en las proximidades de cero.

Veamos ahora a nivel de distorsión, con una onda de 1kHz y una carga de 4 Ohm, y una corriente de polarización de 200mA en todas las etapas.

v load\etapa

BJT(quasi-C)

BJT(std)

Mosfet (quasi-C)

Mosfet (std)

20Vp

0.0243%

0.029%

0.014%

0.0138%

10Vp

0.0092%

0.013%

0.0083%

0.0068%

5Vp

0.0053%

0.0076%

0.0077%

0.0042%

1Vp

0.0010%

0.0024%

0.0061%

0.0016%

En la versión BJT se aprecia una mejora, pero en general el resultado no es tan bueno como cabría esperar, sobre todo en la versión mosfet donde en una rama hemos conseguido una transconductancia casi perfecta. Esto es debido a la asimetría entre las secciones NPN y "PNP".

A este tipo de etapa no se le pide que tenga la mayor transconductancia y por lo tanto la ganancia en tensión lo más próxima a la unidad posible, sino que esta ganancia sea lo más constante posible. Hay partes que han mejorado pero otras se han quedado igual y se ha producido un desequilibrio.

Hasta ahora todas las componentes de distorsión eran impares de forma predominante, y aunque en la anterior simulación lo seguían siendo con un margen menor, en estas simulaciones se ha invertido el comportamiento y la asimetría entre las secciones ha hecho que las componentes pares sean ahora dominantes, con valores 1.5 veces mayores como media.

Respuesta en frecuencia

Queda examinar el ancho de banda de estas etapas para ver qué más sucede.

En la versión BJT tanto el ancho de banda como la fase, tanto en la etapa de salida como en la etapa completa, todas las configuraciones son casi coincidentes.

Sin embargo en la versión mosfet sucede un comportamiento que cabría calificar de curioso si no fuera predecible, teniendo suficientes datos.

El ancho de banda de la versión quasi simétrica normal es mayor que en el resto. No es extremadamente mayor pero si apreciablemente mayor. Tampoco se producen resonancias eléctricas.

Esto se debe a algo que ya habíamos visto: un "driver" y una resistencia de descarga de la puerta aumentan el ancho de banda. Sin embargo, ¿porqué esto no sucede en la versión qasi-simétrica-CFP? Porque la resistencia de descarga de la puerta es mayor. Esa resistencia es la también la impedancia de salida del "desfasador-CFP" y debe cargar con la capacidad parásita de la puerta del mosfet.

En esta simulación vemos una configuración con R19=10 Ohm y R30=100 Ohm y se compara con la versión normal. Los efectos en el ancho de banda son los mismos que en la configuración CFP normal. Su nivel de distorsión con las mismas condiciones es el mayor de todas, no tiene una transconductancia tan alta como la versión CFP con R30=330 Ohm y tampoco es tan simétrica como la versión quasi-simétrica normal.

Es evidente que aunque el punto de corte sea mayor, la fase es más errática en la configuración quasi complementaria y una vez aplicada la compensación de la etapa no necesariamente se obtendrá un mayor ancho de banda.

Analizaremos también el comportamiento de las etapas por sí solas, sin que estén incluídas dentro de la etapa; aunque ya hemos visto un adelanto en la gráfica anterior, marcado como dB(Vout/(V(in2)), que es el punto de entrada dentro de la etapa. Con la diferencia de que ahora están cargadas desde una baja impedancia, en lugar de estarlo desde una etapa de ganancia en voltaje con muy alta impedancia de salida.

En la versión mosfet se puede apreciar una incómoda resonancia eléctrica que habría que tratar en cada caso concreto.

Sin embargo, en las dos versiones se observa un aumento del ancho de banda, debido a la resistencia de descarga de la capacidad parásita de entrada y a los efectos de una cierta ganancia y realimentación local sin compensar.

En la versión BJT la baja impedancia de la "fuente" permite al driver cargar con más facilidad la capacidad parásita de entrada del transistor de potencia.

Análisis del espectro de distorsión.

El análisis de frecuencias de la etapa cuasi complementaria con transistores BJT, con 200mA de polarización, una carga de 4 Ohm y una amplitud de salida de 10Vp no nos muestra sorpresas. El espectro armónico es semejante a la versión estándar pero con predominio de armónicos pares, lo que era de esperar dada la asimetría.

Salvo porque a partir del orden 12 se invierte la tendencia y son dominantes los impares. THD=0.415%

La versión mosfet bajo las mismas condiciones que el cuadro anterior sigue el mismo patrón. Predominio de armónicos pares hasta un cierto orden, y no se muestra un gran decrecimiento de la amplitud de los armónicos frente al orden.THD=1.89%

Con una salida de 1Vp sobre 4 Ohm, la etapa cuasi simétrica con transistores bipolares ofrece un comportamiento parecido a lo que esperábamos, con predomicio de armónicos pares, y donde la amplitud se reduce de manera notable a medida que aumenta el orden.

THD=0.165%

En la salida con versión mosfet de 1Vp si que tenemos un comportamiento de los armónicos que se aleja de lo idóneo, pese a que THD=0.35%, y pese a que proporcionalmente es un nivel menor de lo que cabría esperar. No se reduce la amplitud a medida que aumenta el orden, debido a lo abrupta que es la función de transferencia.

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ETAPA DE SZIKLAI

Etapa con la máxima linealidad, pero con graves problemas de estabilidad al tener una cierta ganancia en voltaje y realimentación local.

Se implementa sustituyendo el par darlington de salida por un par en configuración CFP. A la derecha podemos ver la etapa de ejemplo en versión bipolar.

La version mosfet se construye también con una configuración CFP en la que el transistor bipolar de potencia se sustituye por un mosfet.

Queda por explicar porqué se ha incluído una compensación térmica basada en un transistor bipolar si se emplea una etapa de salida mosfet: porque los "drivers" son transistores bipolares, requieren una tensión de control más baja de lo que puede proporcionar el multiplicador de Vgs y sobre todo: porque en la deriva térmica la contribución de los transistores bipolares es dominante.

El conjunto Q27, Re1 y Rc1 forman una etapa que proporciona ganancia en voltaje, y esta ganancia es susceptible a deriva térmica del transistor de ganancia. Las variaciones de tensión en el diodo base-emisor de Q27 se verán amplificadas por su ganancia, aproximadamente 33 veces, 30.3dB, y esta cifra se debe multiplicar por la transconductancia del mosfet para hallar el aumento de la corriente de polarización. En este caso, unos 10 Siemmens.

Con estos datos implicaría que una deriva de 1mV se convertiría en una variación de corriente de 330mA. Se debe usar una compensación térmica muy precisa, no sería descabellado usar potenciómetros cermet multivuelta y colocar el transistor de compensación encima del propio transitor de salida. Como es de suponer, ésto es aún peor en la versión bipolar porque además de una mayor transconductancia los transistores bipolares de salida también conducen más corriente a medida que aumenta la temperatura.

Como ayuda, las resistencias de emisor Re1 y Re2 ayudan a proporcionar un coeficiente térmico no negativo, pero sí menos positivo. Aunque reduzcan la ganancia de los transistores Q27 y Q28 su utilidad es casi imprescindible.

Pasemos a examinar las gráficas de ganancia de las etapas de salida. A la derecha se muestra una comparación entre una versión bipolar normal y la versión bipolar en configuración de Sciklai, ambas con una corriente de polarización de 200mA.

Salvo por un efecto de saturación alrededor de 27V se puede ver que la etapa de Sciklai es prácticamente perfecta.

Lo mismo sucede en la versión mosfet, donde podemos ver también una asombrosa linealidad. Todo es proporcional, en la versión BJT la distorsión de cruce es baja y la de gran señal mayor, y en la versión mosfet la de cruce es alta y la de gran señal inexistente. También se puede ver que la ganancia en voltaje es mucho más próxima a la unidad.

Pero en ambos casos la configuración de Sciklai mejora las prestaciones.

Pasemos ahora a comparar las cifras de distorsión ante cargas de 4Ohm, una frecuencia de 1kHz y una corriente de polarización de 200mA. Para no enmascarar las cifras de distorsión de la etapa de salida con las de la sección de ganancia en voltaje se usa el modo cascodo en la segunda etapa de ganancia en voltaje, lo que permite obtener las siguientes cifras. Todas las versiones operan con esta modificación.

v load\etapa

BJT(SC)

BJT(std)

Mosfet (SC)

Mosfet (std)

20Vp

0.00516%

0.0217%

0.00031%

0.00223%

10Vp

0.00265%

0.0100%

0.00042%

0.00219%

5Vp

0.00635%

0.00625%

0.00070%

0.00216%

1Vp

0.00126%

0.00231%

0.00115%

0.00135%

Y se puede ver la superioridad de la etapa de salida de Sciklai en versión mosfet, y un sello inconfundible. La distorsión aumenta a medida que disminuye la amplitud: distorsión de cruce. A pesar de esa distorsión de cuce es la cifra más baja de todas. A alta potencia, una vez que la transconductancia se ha elevado y se han corregido sus imperfecciones, el comportamiento a alta potencia es muy bueno. La distorsión de cruce se puede corregir aumentando la corriente de polarización. En cada caso se debe evaluar si compensa la reducción de la eficiencia.

Respuesta en frecuencia

Hemos visto un adelanto en las etapas de simetría cuasi-complementaria. La configuración CFP disminuye la estabilidad, vemos una fase más errática con mayores retardos de grupo. Y la tendencia clara es que los bipolares se comportarán mejor que los mosfet; a continuación se puede ver que así es.

Tanto la fase como el retardo de grupo es más errático en la versión mosfet. Aunque se produzca un aparente aumento del ancho de banda cuando se aplique una compensación más adecuada se obtendrán anchos de banda semajantes. De hecho, tal y como ocurría en la versión quasi-complementaria, esta etapa se encuentra al borde de la estabilidad.

Úsese con cuidado. Las prestaciones estáticas pueden mejorar con esta etapa pero la configuración CFP siempre trae de la mano problemas de estabilidad que hacen empeorar las prestaciones dinámicas.

La gráfica de la derecha muestra las etapas de salida por sí solas, sin estar incluídas en la etapa y cargadas desde una baja impedancia.

Ahora lo que vimos con la etapa en cuasi simetría se hace más patente: la resonancia del mosfet y el aumento del ancho de banda.

Análisis del espectro de distorsión.

El análisis de frecuencias de la etapa de Sciklay con transistores BJT, con 200mA de polarización, una carga de 4 Ohm y una amplitud de salida de 10Vp muestra un comportamiento bastante semejante a la etapa clase AB estándar donde se produce una reducción más efectiva que en el resto de la amplitud de los armónicos frente al orden.

Además muesrta una buena cifra de distorsión armónica:THD=0,0284%. A pesar de la realimentación, la ganancia ne voltaje exagera la asimetría y se produce más armónicos de orden par de los esperados.

La versión mosfet sigue el patrón que cabe esperar, también con sensibilidad a la desigualdad de los drivers. Lo que no debería estar, esta etapa como la anterior tienden a crear sólo armónicos de orden impar. No se muestra un gran decrecimiento de la amplitud de los armónicos frente al orden, como es habitual en las etapas de salida con mosfet.

Sin embargo, las cifras de distorsión son del 0,0314%.

En el análisis de la salida de la etapa versión BJT con 1Vp sobre 4 Ohm empezamos a ver algo interesante. Un nivel muy bajo de distorsión armónica, concretamente llega a un 0,0081%.

Y la versión mosfet con 1Vp nos muestran espectros armónicos que decaen rápidamente con la frecuencia y cifras bajas, lo que no es habitual con este tipo de transistor y funciones de transferencia como la de esta etapa.

THD=0,0096%

 

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CONCLUSIONES.

No debería ser yo sino usted quien sacase las conclusiones, ya que el fin de este artículo es exponer todas las características de las etapas de salida y que cada uno elija en función de cada caso concreto. De todas formas, es posible deducir lo siguiente:

  • Es muy conveniente evitar que los transistores de salida lleguen al estado de corte. Se generan armónicos de muy alto orden que son más audibles y que crean más componentes de intermodulación. Una forma es aumentar la corriente de polarización, pero se paga consumiendo más corriente en reposo.
  • No sólo hay que tener en cuenta las características de salida de las etapas, la distorsión que generan por ellas mismas, sino todas. Hemos visto que las etapas con bipolares generan menos armónicos por sí mismas, pero que dentro de un sistema pueden funcionar peor. Las característica de entrada pueden inducir distorsión, reducir la ganancia en lazo abierto...
  • Decir que un tipo de transistor es mejor que otro es falso en general, pero puede ser cierto en particular. Cada tipo tiene sus ventajas e inconvenientes para cada caso concreto, sin contar que hay miles de modelos de cada tipo con característica muy variadas.
  • Los circuitos mostrados son los más comunes pero no los únicos, el número de combinaciones es infinito.

 

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