ETAPAS DE SALIDA.
IntroducciónLas etapas de salida son el último eslabón en la cadena de amplificación y su misión principal es la de proporcionar ganancia corriente, para poder cargar la baja impedancia que supone un altavoz, normalmente entre 2 y 16 Ohm. Idealmente poseen una impedancia de entrada infinita, para no degenerar el trabajo de las etapas de ganancia en voltaje, que tienen altas impedancias de salida. En la práctica la impedancia de entrada depende del tipo de transistor empleado a la salida, pero en general se obtienen valores muy altos, mayores de 100k Ohm. Existen dos tipos de etapas lineales de salida, las push-pull y las single-ended. Su comportamiento es radicalmente diferente pero su misión es siempre la misma: tener la habilidad de proporcionar grandes corrientes al altavoz y ofrecer una impedancia de entrada alta para facilitar el trabajo de la etapa anterior. Las etapas push-pull no tienen ganancia en tensión, y ofrecen impedancias de salida muy bajas, lo que hace que la etapa se comporte más como una fuente de tensión ideal, que es lo que en principio se espera de una etapa de potencia, de ahí que muchos fabricantes de altavoces tiendan emplear factores de amortiguamiento eléctrico (Qes) bajos, así la etapa podrá absorver y entregar mejor los picos de corriente reactiva que controlan el movimiento del cono. Por el contrario, las etapas single-ended si tienen ganancia en tensión y en general ofrecen impedancias de salida altas, pero ofrecen ventajas para ciertos tipos de altavoces en los que no se confía tanto en el amortiguamiento eléctrico, y como veremos en su momento, ventajas a nivel psicoacústico. Por contra, son las menos eficientes.
Pero la práctica también impone sus normas, y existen fenómenos parásitos que desvían el comportamiento de estas etapas de lo que idealmente se espera de ellas, es decir, distorsión. Cada tipo de etapa muestra sensibilidad a factores concretos de los elementos básicos que las forman, que no son otra cosa más que transistores, y también muestran sensibilidad a la topología del circuito. En base a eso haremos un análisis.
|
v load\etapa |
BJT |
MOSFET |
IGBT |
10Vp |
0.594% |
0.146% |
0.029% |
5Vp |
0.19% |
0.049% |
0.0098% |
2Vp |
0.078% |
0.018% |
0.0046% |
1Vp |
0.036% |
0.010% |
0.0042% |
Las cifras hablan por sí solas. La transconductancia del dispositivo y su linealidad frente a grandes corrientes son el elemento más importante.
A nivel de ancho de banda es necesario comentar dos aspectos sobre los resultados, ya que a priori se alejan de lo habitual por varios motivos. Pero veamos qué sucede:
Existen transistores BJT con mayores anchos de banda, en torno a 40MHz, lo cual daría mejores cifras que el actual, con Ft=4MHz.
El segundo factor presuntamente anómalo es el mayor ancho de banda del IGBT sobre el resto, especialmente sobre el mosfet. Habitualmente se entiende que los mosfet son más rápidos que los IGBT, pero esto no tiene tanto que ver con las características de conmutación, donde es cierto que para corrientes no monstruosas (40A) los tiempos de almacenamiento, subida y bajada son habitualmente menores en los mosfet, sino que tiene que ver con operación lineal en clase A.
El caso del IGBT, el que más ancho de banda posee en esta configuración, realmente no está fuera de lo normal porque en esta configuración la capacidad de entrada dominante es la capacidad parásita de Miller y en los IGBT encontramos cifras muy bajas en comparación con transistores mosfet de semejante transconductancia. Por ejemplo, en el mosfet empleado (IRF150) la transconductancia es de 11 Siemmens con 1100pF de capacidad gate-drain frente a 35 Siemmens y 300pF de capacidad base-drain del IGBT. Esto dará lo que vemos a continuación en una gráfica de ganancia en lazo abierto:
Se ha añadido una etapa versión BJT con carga resistiva en lugar de carga activa, con una resistencia de colector de 8 Ohm y una carga de 8 Ohm, para que la resultante sea de 4 Ohm y así esté en las mismas condiciones que el resto de las etapas mostradas. Y se puede comprobar una estrecha equivalencia entre la versión BJT con carga resistiva y versión BJT con carga activa, lo que sirve para corroborar que la etapa clase A single-ended con carga activa se adapta a la carga, y que la carga modifica sus parámetros de ganancia en lazo abierto, ancho de banda, etc,...
Para terminar esta sección analizaremos el comportamiento de las tres etapas por separado, sin compensación en frecuencia y sin estar incluídas dentro de una etapa ni dentro de un lazo de realimentación. En todos los casos se usa una resistencia de 10 Ohm en serie con la entrada de los transistores.
Se debe observar también que la salida está desfasada 180º respecto de la entrada.
Por último, veremos las componentes espectrales de la salida de las etapas de salida mostradas anteriormente.
En primer lugar, la etapa clase A single-ended con transistores BJT con una salida de 10Vp y una carga de 4 Ohm.
¿Qúe sucede? Esto no parece concordar con las cifras mostradas en las etapas completas. Pero las etapas completas son lo que su nombre indica, un sistema completo, y en un análisis además de tener en cuenta las características de salida hay que tener en cuenta otras, como ganancia, impedancia de entrada, linealidad de la impedancia de entrada, que van a marcar grandes diferencias en lazo cerrado. Por esto no podemos quedarnos con una sóla idea.
Ahora examinaremos las características de salida sobre 4 Ohm y 1Vp.
De esto se pueden sacar conclusiones interesantes, lo veremos al final del artículo, pero ahora comentaremos brevemente la relación de estas cifras con la audición. Basándonos en las conclusiones de la psicoacústica sobre enmascaramiento acústico se puede asegurar que estas cifras siguen un patrón muy próximo a los mecanismos de audición porque el oído es más sensible a los armónicos de alto orden y posee una alta permisividad a los de bajo, especialmente al segundo. Como hemos visto es el dominante y además posee otras características que no quiero calificar de positivas, sino de menos negativas, que los de orden impar.
También el enmascaramiento exhibe una dependencia directa aunque no lineal frente al SPL, y este tipo de etapas de salida genera niveles bajos de distorsión frente a amplitudes bajas, y porcentajes altos de distorsión frente a grandes amplitudes.
Las etapas push-pull funcionan en colector/drenador común y operan habitualmente con transistores complementarios.
La salida se toma de dos puntos de baja impedancia como son los emisores y fuentes. Y esta es la gran ventaja de este tipo de etapa, la impedancia de salida es muy baja y no es posible obtener impedancias de salida tan bajas por ningún otro método.
El principal problema es que los transistores de salida requieren un cierto voltaje para empezar a conducir, y ésta es la causa de todos sus problemas.
Una ventaja es que este tipo de etapas posee una eficiencia bastante alta, hasta un 75% a nivel teórico, lo que es una gran ventaja sobre las etapas single-ended.
El slew-rate tiene que ser muy alto para corregir la tensión mínima de base a emisor inmediatamente, sin distorsión audible. Los mosfet no son una buena opción para estas etapas, ya que la tensión que hay que superar para que estos transistores empiecen a conducir es aún mayor. También tienen una capacidad parásita importante y son más difíciles de controlar a alta frecuencia porque esta corriente sale de la etapa de ganancia en voltaje que carga con la etapa de salida, y 10mA no pueden producir cambios de tensión rápidos en las capacidades de entrada de los mosfet.
En la siguiente tabla podemos ver la distorsión armónica de las dos etapas sobre diferentes cargas, y con una salida de 11 voltios de pico.
Z load\etapa |
BJT |
MOSFET |
8 Ohm |
0.026% |
0.110% |
4 Ohm |
0.033% |
0.115% |
2 Ohm |
0.065% |
0.120% |
Se puede ver a simple vista una mayor inmunidad de los mosfet a cargas complicadas, aunque numéricamente su distorsión sea mayor. En la siguiente tabla podemos ver lo mismo a 10kHz.
Z load\etapa |
BJT |
MOSFET |
8 Ohm |
0.169% |
4.466% |
4 Ohm |
0.174% |
4.846% |
2 Ohm |
0.182% |
5.085% |
Las cifras son lógicamente mayores que a 1kHz, las distorsiones tienden a aumentar en agudos, y se puede ver claramente cual es el punto débil de la clase B: la alta frecuencia. El resultado de los mosfet es muy pobre.
Por esto a alta frecuencia este intervalo produce errores mayores.
En todas las mediciones el espectro de armónicos tiene a los impares como dominantes y casi no se reducen a medida que aumenta el orden. Es una distorsión muy nociva, no decrece con la frecuencia y alcanza órdenes muy altos.
En la siguiente tabla se puede ver el comportamiento frente a la amplitud de salida, a 4 Ohm y a 1kHz.
v load\etapa |
BJT |
MOSFET |
21Vp |
0.079% |
0.082% |
11Vp |
0.033% |
0.115% |
5Vp |
0.043% |
0.215% |
2Vp |
1.005% |
0.519% |
1Vp |
2.006% |
1.033% |
0,5Vp |
3.851% |
1.935% |
0.2Vp |
1.021% |
4.652% |
0.1Vp |
0.014% |
0.014% |
A primera vista se puede ver algo claro: La distorsión aumenta a medida que decrece la amplitud. Esto es porque las componentes de distorsión son cada vez menores en relación al voltaje total. El pico en el cruce por cero se puede ver que existe siempre aunque numéricamente sea menor en relación con la onda. En la etapa con BJT vemos que al dar 21 voltios de pico se produce una distorsión mayor que a 11Vp, mientras que la etapa con mosfet sigue una proogresión regular. Esto se debe a que la etapa con BJT sufre distorsión de grandes señales, por la imposibilidad de entregar más corriente.
Y a muy baja amplitud vemos que de pronto las cifras de distorsión se desploman y llegan a niveles realmente bajos. Esto choca completamente con el párrafo anterior, pero en realidad tiene una explicación muy sencilla: La etapa tiene un cierto offset de voltaje (-0,16V) que le hace entregar una pequeña cantidad de corriente a la carga.
Es evidente lo grave que es la distorsión de cruce, pero ahora veremos una gráfica que nos mostrará lo terriblemnte nociva que es: la descomposición en serie de Fourier de una etapa de salida clase B con transistores BJT y 10Vp de entrada, sobre 4 Ohm
Debemos señalar que las componentes de intermodulación crecen en número y amplitud a medida que aumenta la "angulosidad" de la función de transferencia porque esta angulosidad supone la creación de más armónicos. Y en este caso, donde se pasa de pendiente 1 a pendiente cero en márgenes de voltaje muy estrechos, los ángulos están asegurados. Si para una onda existen n armónicos, para dos de frecuencias no múltiplo existirán ~n^2 componentes de intermodulación. La música es una señal muy compleja, puede haber decenas e incluso cientos de armónicos fundamentales.
La gráfica con la etapa de salida clase B versión mosfet es aún peor, pero con estos niveles de armónicos es difícil distinguir algo.
A tenor de las cifras un ingeniero podría pensa que no es peor que una etapa de válvulas single-ended de caldeo directo, que tiene cifras de distorsión en estos niveles, y que sería siempre más adecuada la clase B porque es más eficiente. Pero examinándo estas cifras a nivel psicoacústico tenemos:
Es evidente que sus espectros de distorsión, los órdenes de los armónicos y su comportamiento frente a la amplitud son completamente antagónicos. En la etapa single-ended todo se acerca a los mecanismos de audición de nuestro oído y en la etapa clase B todo se aleja. No pretendo demostrar nada porque el tiempo y la práctica se han encargado de ello, ya está demostrado: en audio las etapas single-ended han sobrevivido al tiempo y las clase B no.
THD por sí misma es una cifra incompleta y quizás algún día se haga comprender a los seguidores de las cifras que es necesario examinar más a fondo esas cifras porque para nuestro oído no vale lo mismo un 1% de 2º armonico que un 1% del 5º. Quizás los amantes de las válvulas comprendan que los SET-DH no suenan mejor por tener un 5% THD sino porque ese 5% THD es prácticamente el 2º armónico en solitario. Sonaría mejor si fuese un 1% con una condición necesaria: tener el mismo espectro.
En cambio para alimentar motores síncronos nunca nadie se planteó usar una etapa single-ended y sí se planteó que los armónicos de orden impar restaban potencia al motor y había que reducirlos. ¿Porqué se exhibe tan arrogantemente el desconocimiento de un campo como el audio si en otros se aplican los mismos conceptos?
Esta es la etapa de salida usada por la gran mayoría de amplificadores comerciales.
Este tipo de etapa se basa en incluir una red que compense la tensión mínima para que los transistores de salida empiecen a conducir, de esta manera se puede reducir la distorsión de cruce a niveles bajos. Sin embargo, la tensión de control de los transistores es dependiente de la temperatura y es necesario usar una tensión que varíe igualmente con la temperatura para evitar desajustes. Esto se explica más en detalle en el artículo sobre compensaciones térmicas.
En ambas etapas hay una corriente que atraviesa los dos mosfet y tiene un valor de un miilamperio. Esto supone un consumo despreciable frente a las potencias que se pueden entregar.
Sin embargo se siguen observando unas ciertas alinealidades en el cruce en cero, son fruto de las características de ambos transistores.
Para verlo haremos un barrido de tensión desde cero hasta 30V, con una carga de 0,5 Ohm y veremos en detalle qué es lo que sucede a nivel de transistores.
Si observamos la curva de transferencia de los transistores Mosfet y BJT+driver, podemos ver lo que ya sabíamos, que es necesaria una cierta tensión para que empiecen a conducir y que a partir de ese punto siguen de forma más o menos fiel a la tensión de entrada.
Vemos pues que hemos mitigado el problema pero no lo hemos resuelto. La solución inmediata debería consistir en que la corriente que atraviesa los transistores fuese mayor y se evitasen las zonas menos lineales.
La corriente que atraviesa los dos transistores de salida se denomina corriente de polarización.
Se puede aumentar variando la red de polarización, el multiplicador de Vbe o Vgs, concretamente aumentando el valor de Rt2. De esta manera se puede hacer que los transistores de salida sólo funcionen en las zonas más lineales. Como contrapartida, ésta corriente supone un consumo y una reducción de la eficiencia, pero como veremos las prestaciones a nivel de distorsión de esta etapa van en contra de la eficiencia.
Llegamos a un punto en el que puede surgir una duda. Si la etapa tiene una ganancia en lazo abierto de varios millones, ¿porqué preocuparnos de que ahora se gane 0,5 veces más o menos?
La respuesta es sencilla: Porque la ganancia de la sección de ganancia en voltaje se multiplica por la ganancia de la etapa de salida, y esa diferencia entre polarizaciones puede reducir de forma drástica la ganancia en ciertos voltajes, por lo que suponer que la realimentación se encarga de todo no es una buena premisa. Ayuda, pero hemos visto que cuando la ganancia era cero en ciertos márgenes de la clase B la etapa no respondia, y aquí en lugar de no responder, responderá peor.
En ambas situaciones se puede ver claramente que las prestaciones disminuyen a medida que disminuye la carga, el caso de la impedancia infinita es casi perfecto en ambas, aunque es levemente mejor en las mosfet. También vimos lo mismo en la etapa en clase B, la distorsión armónica aumentaba con cargas más bajas. Siempre es más recomendable hacer que la etapa cargue con una impedancia lo más alta posible.
Examinémos a nivel de cifras de distorsión armónica. Se emplean las etapas en versión bipolar y mosfet, la primera con 200mA de polarización y la etapa con mosfet con 500mA, son cifras que las hacen más o menos equivalentes, los mosfet requieren más corriente de polarización para obtener la misma linealidad. Con una señal de salida de 11vp y una frecuencia de 1 kHz tenemos lo siguiente:
Z load\etapa |
BJT(500) |
BJT(200) |
Mosfet(500) |
Mosfet(200) |
8 Ohm |
0.017% |
0.018% |
0.011% |
0.012% |
4 Ohm |
0.027% |
0.028% |
0.012% |
0.013% |
2 Ohm |
0.065% |
0.065% |
0.013% |
0.014% |
Vemos que los resultados son semejantes a los de la etapa clase B salvo por la drástica reducción del valor de la distorsión con los mosfet. Pero sus niveles de incrementento son semejantes, la etapa con mofet tiene una gran inmunidad a los valores de la carga mientras que con transistores bipolares, ésta distorsión crece en una proporción semejante a la clase AB. Y se deduce que el factor dominante en esta etapa no es el cruce por cero sino la distorsión de gran señal.
Ahora examinaremos las mismas etapas a una frecuencia de 10kHz.
Z load\etapa |
BJT(500) |
BJT(200) |
MOSFET(500) |
MOSFET(200) |
8 Ohm |
0.014% |
0.014% |
0.016% |
0.017% |
4 Ohm |
0.024% |
0.024% |
0.022% |
0.025% |
2 Ohm |
0.061% |
0.061% |
0.030% |
0.044% |
En la versión con transistores bipolares tenemos más de lo mismo, las cifras son menores porque ahora afecta una insuficiencia en el ancho de banda pero tienen las mismas proporciones. Si las comparamos con la etapa clase B con bipolares se puede ver que la mejora es muy significativa.
Sin embargo sus cifras son buenas y si se comparan con la etapa en clase B con transistores mosfet el cambio es aún más drástico que con los bipolares, se pasa de algo terrible como es un 5% THD a un 0,03%, que a 2 Ohm y 10kHz es una cifra buena.
Veamos ahora los valores de distorsión con las mismas etapas, con una carga de 4 Ohm y una frecuencia de 1kHz frente a diferentes voltajes y dos posibles corrientes de polarización, 200 y 500mA.
v load\etapa |
BJT(500) |
BJT(200) |
Mosfet (500) |
Mosfet (200) |
21Vp |
0.082% |
0.082% |
0.0318% |
0.0319% |
11Vp |
0.027% |
0.028% |
0.0127% |
0.0145% |
5Vp |
0.011% |
0.013% |
0.0055% |
0.0066% |
2Vp |
0.0043% |
0.0062% |
0.0020% |
0.0029% |
1Vp |
0.0027% |
0.0035% |
0.0014% |
0.0018% |
0,5Vp |
0.0058% |
0.0071% |
0.0029% |
0.0035% |
0.2Vp |
0.015% |
0.016% |
0.010% |
0.013% |
0.1Vp |
0.047% |
0.032% |
0.036% |
0.023% |
Se puede ver que la distorsión a niveles bajos crece, lo que es marca de la distorsión de cruce, de la misma manera que sucedía en las etapas clase B pero con valores mucho menores y ahora sin ayuda de un offset de DC. También se puede comprobar que las etapas con bipolares son menos sensibles a la corriente de polarización que las etapas con salida mosfet. Se puede ver que las cifras de distorsión entre la polarización de 200mA y 500mA no sufren grandes variaciones, mientras que en la versión mosfet esta variación puede ser mayor del doble, en proporción.
En este caso sólo analizaremos la respuesta en frecuencia de la etapa de salida, sin que esté incluída dentro de la etapa, sin compensación en frecuencia y sin ningún lazo de realimentación.
La salida está en fase con la entrada.
La última parte del análisis trata de examinar las componentes armónicas de las etapas de salida push-pull clase AB en solitario, con polarización de 200mA y una salida de 10Vp.
También se puede observar que los armónicos impares son dominantes y que los armónicos pares se encuentran intercalados entre ellos. THD=0.2%
Por último, estudiaremos el espectro armónico con una señal de salida de 1V.
En todo caso estas cifras suponen un gran alivio sobre la clase B en la tarea de construir una etapa que además de buena cifras cumpla con las premisas de la psicoacústica.
Hemos visto las mejoras que introduce una gran corriente de polarización en las etapas de salida, con el precio de mayor consumo y menor eficiencia. Cada uno debe evaluar si compensa la reducción de distorsión en cada caso particular.
Pero aún se puede llegar más lejos y usar polarizaciones tan altas que en operacion normal los transistores nunca lleguen al estado de corte, aumentando más la linealidad de la etapa de salida. Es lo que se denomina clase A push-pull.
Tiene una eficiencia del 50% máximo, y es el doble que la eficiencia de las etapas en clase A single-ended. Su calidad es muy alta. Se eliminan de golpe varias fuentes de distorsión motivadas por la transición corte-conducción de un transistor.
Como problema, su consumo es muy alto. La mitad de la corriente se invierte en operar en la zona más lineal y no en proporcionar potencia a la carga. Esto supone una fuente de alimentación más grande y cara, y disipadores de calor todavía más grandes y caros, o células de Peltier. El uso de ventiladores está reservado a las mentes menos privilegiadas porque de nada sirve reducir la distorsión a -80dB si la relación señal/ruido está -60dB, especialmente cuando esto supone tener una "barbacoa" en el salón.
Para hacer las siguientes simulaciones de distorsión ha sido necesario modificar el circuito base para que la distorsión de la sección de ganancia en voltaje no enmascare los resultados de la etapa de salida. De hecho en la simulación con la misma corriente de polarización pasa del 0.0144% al 0.000155%. Las siguientes medidas se han obtenido con las corrientes de polarización y los voltajes que se indican, en una carga de 4 Ohm a 1 kHz.
v load\etapa |
BJT(2A) |
BJT(200mA) |
Mosfet (2A) |
Mosfet (200mA) |
20Vp |
0.01644% |
0.02232% |
0.00022% |
0.00228% |
10Vp |
0.00455% |
0.01027% |
0.00008% |
0.00225% |
5Vp |
0.00195% |
0.00647% |
0.00012% |
0.00221% |
1Vp |
0.00678% |
0.00199% |
0.00033% |
0.00060% |
Puede observarse la tremenda superioridad de los mosfet con corrientes de polarización muy altas, y que para los niveles usuales de potencia su superioridad es escandalosa. En una simulación aparte, con la versión mosfet y una corriente de polarización de 6 A se obtiene la siguiente cifra para una salida de 5 voltios de pico sobre 4 Ohm: 0.000082%. No es necesario hacer más comentarios, pero sí convendría señalar que el consumo en reposo sería de casi 500W.
Nada es gratis.
Ahora haremos una comparación entre el ancho de banda de estas distintas etapas.
En la versión mosfet la capacidad de entrada se carga desde una alta impedancia y esto es la causa del pobre ancho de banda. También las resistencias de puerta forman un filtro paso bajo que limita este ancho de banda, aunque son necesarias para matener la estabilidad de la etapa.
Pero cambiemos la topología y optimicémosla para dar un mayor ancho de banda y que las dos etapas estén en igualdad de condiciones. Se añaden drivers con transistores bipolares y resistencias para que se descargue la puerta.
En los transistores bipolares esta capacidad se puede descargar por el diodo base-emisor, pero en los transistores mosfet, esta capacidad es un condensador perfecto y no posee posibilidad alguna de descargarse. La resistencia en serie con la puerta se reduce ahora a 10 Ohm.
Para distintas corrientes de polarización el ancho de banda no aumenta significativamente, una vez superado un valor de polarización que de un mínimo de linealidad a la etapa de salida.
Este tipo de etapa de salida se implementa únicamente con transistores bipolares PNP o mosfet de canal N. No requiere transistores de potencia complementarios, y esto tiene una gran cantidad de ventajas y alguna desventaja.
La primera de las ventajas a destacar es que siempre, por principio físico, siempre van a tener mejores características los mosfet de tipo N que los dispositivos de tipo P porque la movilidad de los huecos es tres veces menor que la movilidad de los electrones. Esto redunda en parámetros de suma importancia como la resistecia del canal, la transconductancia y como consecuencia de una menor transconductancia, la necesidad de usar áreas mayores en el silicio para obtener los parámetros equivalentes al dispositivo de tipo N.
La segunda es la disponibilidad de dispositivos. Esto tiene raíces históricas cuando al principio los transistores tipo NPN tenían prestaciones notablemente superiores a los PNP, y a día de hoy con la gran presencia de transistores optimizados para conmutación, permite acceder a transistores con grandes capacidades de manejar potencia. Entre ellos, los transistores IGBT.
Las desventajas son la asimetría y creación de armónicos de orden par por un lado, y posibles problemas de estabilidad por otro.
Veamos las cifras de distorsión de las etapas. Se usa una onda de 1kHz y una carga de 4 Ohm, y una corriente de polarización de 200mA en todas las etapas.
v load\etapa |
BJT(quasi) |
BJT(std) |
Mosfet (quasi) |
Mosfet (std) |
20Vp |
0.022% |
0.029% |
0.0120% |
0.0138% |
10Vp |
0.012% |
0.013% |
0.0056% |
0.0068% |
5Vp |
0.011% |
0.0076% |
0.0027% |
0.0042% |
1Vp |
0.0038% |
0.0024% |
0.0017% |
0.0016% |
Se puede ver que las cifras son en general muy similares, como cabía esperar.
Pero la configuración del desfasador se puede modificar para que se produzca ganancia en tensión y tienda a una configuración CFP, en la que se produciría un aumento de la transconductancia equivalente del transistor del desfasador. Sólo sería necesario disminuir el valor de R29 y aumentar el valor de R33: 10 Ohm ó menos para R29 y 100 para R30 en la versión BJT y 10 Ohm para R29 y 330 Ohm para R30 en la versión mosfet. Veamos qué sucede.
Veamos ahora a nivel de distorsión, con una onda de 1kHz y una carga de 4 Ohm, y una corriente de polarización de 200mA en todas las etapas.
v load\etapa |
BJT(quasi-C) |
BJT(std) |
Mosfet (quasi-C) |
Mosfet (std) |
20Vp |
0.0243% |
0.029% |
0.014% |
0.0138% |
10Vp |
0.0092% |
0.013% |
0.0083% |
0.0068% |
5Vp |
0.0053% |
0.0076% |
0.0077% |
0.0042% |
1Vp |
0.0010% |
0.0024% |
0.0061% |
0.0016% |
En la versión BJT se aprecia una mejora, pero en general el resultado no es tan bueno como cabría esperar, sobre todo en la versión mosfet donde en una rama hemos conseguido una transconductancia casi perfecta. Esto es debido a la asimetría entre las secciones NPN y "PNP".
A este tipo de etapa no se le pide que tenga la mayor transconductancia y por lo tanto la ganancia en tensión lo más próxima a la unidad posible, sino que esta ganancia sea lo más constante posible. Hay partes que han mejorado pero otras se han quedado igual y se ha producido un desequilibrio.
Hasta ahora todas las componentes de distorsión eran impares de forma predominante, y aunque en la anterior simulación lo seguían siendo con un margen menor, en estas simulaciones se ha invertido el comportamiento y la asimetría entre las secciones ha hecho que las componentes pares sean ahora dominantes, con valores 1.5 veces mayores como media.
Esto se debe a algo que ya habíamos visto: un "driver" y una resistencia de descarga de la puerta aumentan el ancho de banda. Sin embargo, ¿porqué esto no sucede en la versión qasi-simétrica-CFP? Porque la resistencia de descarga de la puerta es mayor. Esa resistencia es la también la impedancia de salida del "desfasador-CFP" y debe cargar con la capacidad parásita de la puerta del mosfet.
Es evidente que aunque el punto de corte sea mayor, la fase es más errática en la configuración quasi complementaria y una vez aplicada la compensación de la etapa no necesariamente se obtendrá un mayor ancho de banda.
Analizaremos también el comportamiento de las etapas por sí solas, sin que estén incluídas dentro de la etapa; aunque ya hemos visto un adelanto en la gráfica anterior, marcado como dB(Vout/(V(in2)), que es el punto de entrada dentro de la etapa. Con la diferencia de que ahora están cargadas desde una baja impedancia, en lugar de estarlo desde una etapa de ganancia en voltaje con muy alta impedancia de salida.
En la versión BJT la baja impedancia de la "fuente" permite al driver cargar con más facilidad la capacidad parásita de entrada del transistor de potencia.
Etapa con la máxima linealidad, pero con graves problemas de estabilidad al tener una cierta ganancia en voltaje y realimentación local.
El conjunto Q27, Re1 y Rc1 forman una etapa que proporciona ganancia en voltaje, y esta ganancia es susceptible a deriva térmica del transistor de ganancia. Las variaciones de tensión en el diodo base-emisor de Q27 se verán amplificadas por su ganancia, aproximadamente 33 veces, 30.3dB, y esta cifra se debe multiplicar por la transconductancia del mosfet para hallar el aumento de la corriente de polarización. En este caso, unos 10 Siemmens.
Con estos datos implicaría que una deriva de 1mV se convertiría en una variación de corriente de 330mA. Se debe usar una compensación térmica muy precisa, no sería descabellado usar potenciómetros cermet multivuelta y colocar el transistor de compensación encima del propio transitor de salida. Como es de suponer, ésto es aún peor en la versión bipolar porque además de una mayor transconductancia los transistores bipolares de salida también conducen más corriente a medida que aumenta la temperatura.
Como ayuda, las resistencias de emisor Re1 y Re2 ayudan a proporcionar un coeficiente térmico no negativo, pero sí menos positivo. Aunque reduzcan la ganancia de los transistores Q27 y Q28 su utilidad es casi imprescindible.
Pasemos ahora a comparar las cifras de distorsión ante cargas de 4Ohm, una frecuencia de 1kHz y una corriente de polarización de 200mA. Para no enmascarar las cifras de distorsión de la etapa de salida con las de la sección de ganancia en voltaje se usa el modo cascodo en la segunda etapa de ganancia en voltaje, lo que permite obtener las siguientes cifras. Todas las versiones operan con esta modificación.
v load\etapa |
BJT(SC) |
BJT(std) |
Mosfet (SC) |
Mosfet (std) |
20Vp |
0.00516% |
0.0217% |
0.00031% |
0.00223% |
10Vp |
0.00265% |
0.0100% |
0.00042% |
0.00219% |
5Vp |
0.00635% |
0.00625% |
0.00070% |
0.00216% |
1Vp |
0.00126% |
0.00231% |
0.00115% |
0.00135% |
Y se puede ver la superioridad de la etapa de salida de Sciklai en versión mosfet, y un sello inconfundible. La distorsión aumenta a medida que disminuye la amplitud: distorsión de cruce. A pesar de esa distorsión de cuce es la cifra más baja de todas. A alta potencia, una vez que la transconductancia se ha elevado y se han corregido sus imperfecciones, el comportamiento a alta potencia es muy bueno. La distorsión de cruce se puede corregir aumentando la corriente de polarización. En cada caso se debe evaluar si compensa la reducción de la eficiencia.
Úsese con cuidado. Las prestaciones estáticas pueden mejorar con esta etapa pero la configuración CFP siempre trae de la mano problemas de estabilidad que hacen empeorar las prestaciones dinámicas.
No debería ser yo sino usted quien sacase las conclusiones, ya que el fin de este artículo es exponer todas las características de las etapas de salida y que cada uno elija en función de cada caso concreto. De todas formas, es posible deducir lo siguiente: